EMI电源滤波器（精选8篇）
EMI电源滤波器 第1篇
目前, 在我国绝大多数工程设计中, 尤其是在设计初期, 很少考虑设备内部电路对内以及对外的电磁干扰问题, 致使许多电力电子装置性能都不能得到理想效果。往往是问题出现了才去寻找原因与解决方案, 这既耗时又耗力, 而且加大了产品的成本。因此, 提高电力电子装置的电磁兼容性[1]已成为十分重要的问题。为了提高产品质量与可靠性, 缩短产品的开发周期, 则要求进一步加强对电力电子装置电磁干扰特性的研究, 特别是在设计初期, 则考虑设备电路之间的电磁干扰是十分必要的, 然而电磁干扰滤波器[2]是提高电力自动化设备电磁兼容性的重要器件之一。
1研究方法和实验方案
1.1 开关电源频率分布
根据开关电源[3]产生共模、差模干扰的特点, 可以粗略按干扰的分布划分3个频段:0.15～0.50 MHz差模干扰为主;0.5～5 MHz差模、共模干扰共存;5～30 MHz共模干扰为主。
1.2 共模和差模等效电路
在进行EMI电源滤波器电路结构分析时, 通常将共模干扰和差模干扰分开分析, 分别计算各自等效电路的A参数矩阵, 并得出对应的插入损耗[4]。
分别给出滤波器在理想状态下的共模等效电路和差模等效电路如图1、图2所示。
1.3 干扰信号分析
近年来, 共模和差模干扰信号分离技术发展日渐成熟, 可通过多种方法获得共模和差模干扰信号各自的相量成分大小。常用的干扰信号分离方法有电流探棒、差模拒斥网络以及干扰分离器等。在进行传导型电磁干扰测量时, 必须使用传输线阻抗稳定网络[5], 它是电磁兼容检测规定的线性阻抗固定网络, 其主要功能是提供待测物工作电源, 隔绝外部干扰, 并提供一个固定阻抗, 以摄取待测物干扰, 利用频谱分析仪[6]读取干扰的大小, 测量电路如图3所示。当分别获知干扰源共模和差模干扰大小时, 便可利用共模和差模等效滤波电路[7], 并依据所需的衰减量设计适当的元件值。
根据现有条件, 通过对测试结果和标准要求的综合分析可得滤波器抑制共模和差模干扰需要达到衰减量。共模和差模插入损耗与频率对应关系如表1所示。
2程序设计及仿真
所有算法采用Matlab语言编程实现。从程序功能分为滤波器设计和滤波器分析两大模块。
2.1 共模电感和差模电感的计算
共模电感和差模电感的计算频点是根据开关电源的工作频率来取值的, 分别是工作频率、谐波频率及几个高频点。
2.2 仿真结果分析
测试工作是对EMI电源滤波器性能做出评价的重要依据, 一般在电磁中进行。电磁屏蔽室[8]是能够提供防止电磁干扰、净化电磁环境试验场所插入损耗常用的设备, 一般是频谱分析仪、人工电源网络等, 该实验使用的分析仪型号为HP3585ASPECTRUMAN ALYZER 20 Hz～40 MHz。表2所示为滤波器实际测得的共模和差模插入损耗。
2.3 结论
通过一个直流EMI电源滤波器的设计实例, 阐述滤波器的整个设计流程。设计过程主要包括:首先明确EMC规范要求[9], 选择滤波电路结构, 并使用网络理论进行分析, 同时在分析干扰信号的基础上给出滤波器的共模和差模插入损耗设计指标[10]。在此使用Matlab软件建立滤波器仿真模型, 通过编程计算出部分滤波元件的参数, 并分别对滤波器的理想及高频电路模型进行仿真分析, 讨论元件参数、高频分布参数及源、负载阻抗对滤波器频率特性的影响。最后通过实验验证滤波器设计方法和仿真模型的正确性。在此使用的滤波器设计方法同样适用于多级滤波器、交流单相滤波器及交流三相滤波器。
3结语
总之, 本设计是建立在网络理论上的EMI电源滤波器设计技术, 能严格保证滤波器网络的稳定性和网络传输特性, 使其弥补以前经验设计的不足。同时结合实际工程技术, 使设计方案更加实用, 缩短滤波器的开发周期, 并节省研发成本。该设计方法使该设备具有抑制电气电子设备的传导干扰, 提高电气电子设备传导敏感度水平, 保证电气电子设备整体或局部屏蔽效能等优点, 同时具有结构简单, 性能可靠, 操作方便, 有较好的实用价值。
参考文献
[1]刘鹏程, 邱扬.电磁兼容原理及技术[M].北京.高等教育出版社, 1993.
[2]区健昌.EMI滤波器和开关电源防护技术 (续) [J].安全与电磁兼容, 2002 (3) :32-34.
[3]刘新宇.EMI电源滤波器关键技术研究[D].西安:西安电子科技大学, 2002.
[4]曹才开.开关电源电磁干扰滤波器插入损耗的研究[J].通信电源技术, 2003 (10) :17-20.
[5]周立夫, 林明耀.EMI电源滤波器的设计和仿真分析[J].低压电器, 2004 (4) :7-9.
[6]周志敏, 周纪海.开关电源实用技术——设计与应用[M].北京:人民邮电出版社, 2003.
[7]王丽, 张小青.EMI滤波器与浪涌抑制技术的结合[J].电力系统通信, 2006 (7) :50-53.
[8]王丽, 陈杨, 张小青.开关电源EMI滤波器的设计[J].电气时代, 2006 (9) :132-133.
[9]钱照明, 袁义生.开关电源EMC设计研究现状及发展 (上) [J].电子产品世界, 2003 (7) :51-53.
如何通俗理解开关电源EMI 第2篇
传导干扰：也就是噪音通过导线传递的方式。辐射干扰：也就是噪音通过空间辐射的方式传递。
差模干扰：由于电路中的自身电势差，电流所产成的干扰，比如火线和零线，正极和负极。
共模干扰：由于电路和大地之间的电势差，电流所产生的干扰。通常我们去实验室测试的项目：
传导发射：测试你的电源通过传导发射出去的干扰是否合格。辐射发射：测试你的电源通过辐射发射出去的干扰是否合格。传导抗扰：在具有传导干扰的环境中，你的电源能否正常工作。辐射抗扰：在具有辐射干扰的环境中，你的电源能否正常工作。首先来看，噪音的源头：
任何周期性的电压和电流都能通过傅立叶分解的方法，分解为各种频率的正弦波。
所以在测试干扰的时候，需要测试各种频率下的噪音强度。那么在开关电源中，这些噪音的来源是什么呢？
开关电源中，由于开关器件在周期性的开合，所以，电路中的电流和电压也是周期性的在变化。那么那些变化的电流和电压，就是噪音的真正源头。那么有人可能会问，我的开关频率是100KHz的，但是为什么测试出来的噪音，从几百K到几百M都有呢？
我们把同等有效值，同等频率的各种波形做快速傅立叶分析：
蓝色： 正弦波 绿色： 三角波 红色： 方波
可以看到，正弦波只有基波分量，但是三角波和方波含有高次谐波，谐波最大的是方波。
也就是说如果电流或者电压波形，是非正弦波的信号，都能分解出高次谐波。那么如果同样的方波，但是上升下降时间不同，会怎样呢。同样是100KHz的方波
红色：上升下降时间都为100ns 绿色：上升下降时间都为500ns 可以看到红色的高次谐波明显大于绿色。我们继续分析下面两种波形，A: 有严重高频震荡的方波，比如MOS，二极管上的电压波形。B:用吸收电路，把方波的高频振荡吸收一下。
分别做快速傅立叶分析：
可以看到在振荡频率（大概30M）之后，A波形的谐波，要大于B波形。再来看，下面的波形，一个是具有导通尖峰的电流波形，一个没有导通尖峰。
对两个波形做傅立叶分析：
可以看到红色波形的高次谐波，要大于绿色波形，继续对两个波形，作分析 红色: 固定频率的信号，绿色：具有稍微频率抖动的信号
可以看到，频率抖动，可以降低低频段能量。进一步，放大低频段的频谱能量：
可以看到，频率抖动就是把频谱能量分散了，而固定频率的频谱能量，集中在基波的谐波频率点，所以峰值比较高，容易超标。最后稍微总结一下，如果从源头来抑制EMI。1.对于开关频率的选择，比如传导测试150K-30M,那么在条件容许的情况下，可选择130K之类的开关频率，这样基波频率可以避开测试。
2.采用频率抖动的技术。频率抖动可以分散能量，对低频段的EMI有好处。3.适当降低开关速度，降低开关速度，可以降低开关时刻的di/dt,dv/dt。对高频段的EMI有好处。
4.采用软开关技术，比如PSFB，AHB之类的ZVS可以降低开关时刻的di/dt,dv/dt。对高频段的EMI有好处。而LLC等谐振技术，可以让一些波形变成正弦波，进一步降低EMI。
5.对一些振荡尖峰做吸收，这些管子上的振荡，往往频率很高，会发射很大的EMI.6.采用反向恢复好的二极管，二极管的反向恢复电流，不但会带来高di/dt.还会和漏感等寄生电感共同造成高的dv/dt.但事实上，开关电源是EMI发射源无法根本解决。而且一些从源头抑制EMI的方法同时会降低效率，所以从传播途径来抑制EMI显得尤为重要。
EMI电源滤波器 第3篇
传统的EMI滤波器一般由共模电感、差模电感和电容等分立元件组成,元件数量多,体积大。分立元件较长的引线造成的分布电感和分布电容对滤波特性有很大的影响。而共差模合成扼流圈利用两个不同特性的磁芯将共模电感和差模电感集成在一起,替代分立的共模电感与差模电感,可以使滤波器尺寸和性能上得到进一步的改善[1]。
1 合成扼流圈
1.1 传统扼流圈
共模电感本质上是一种匝数比为1∶1的变压器,只是接入回路的方式不同。图1为共模电感的电路符号图与结构图,绕组方向以及磁场强度的方向如图1所示。
共模电流经过共模电感时产生的磁通互相叠加,由L=Ψ/I可知共模电感量也相应增加。而差模电流经过共模电感时情况则相反,磁通互相抵消,因此差模电感量很小,几乎为零。理论上共模电感对于共模电流表现为高阻抗,对差模电流表现为零阻抗,主要用来抑制共模噪声干扰。共模电感通常采用干扰抑制专用的铁氧体材料作为磁芯。
差模电感就是单个电感,差模电感中流过的工作电流容易使磁通饱和,从而使该电感对差模噪声电流呈现不出电感而达不到滤波效果,因此差模电感的磁芯选择不易饱和的磁粉芯。
传统的扼流圈由分立的共模电感与差模电感连接而成,因此其较长引线造成的分布电感和分布电容对滤波特性有很大的影响,所以本文采用一种新型合成扼流圈来替代分立的共模电感与差模电感。
1.2 共差模合成扼流圈
图2为集成了共模电感与差模电感的合成扼流圈。这种合成扼流圈是在共模磁芯里面再增加了一个差模磁芯,L线和N线上共差模分别共用一个绕组,绕组方向以及磁场强度的方向见图2[1]。
图2中实线箭头表示的HCCM和HDCM分别为共模电流与差模电流在共模磁芯内产生的磁场强度方向,虚线箭头表示的HCDM和HDDM分别为共模电流与差模电流在差模磁芯内产生的磁场强度方向。为使差模电感和共模电感的相互影响最小,便于对共差模电路进行解耦分析,合成扼流圈的上下两个绕组应互相对称,即在共模电感和差模电感上的绕组匝数相等,因此各磁通经过叠加之后,HCCM与HDDM由于方向相同变为原来的两倍,HDCM和HCDM则都由于方向相反相互抵消变为零。差模电感对于共模电流没有作用,共模电感对于差模电流也没有作用,共差模互相独立。合成扼流圈对于共模电流只表现出共模电感的作用,电感量为LC=2LCM,对于差模电流只表现出差模电感的作用,电感量为LD=2LDM。
由此可以看出,合成扼流圈优化了线圈绕组,使得共模与差模相互独立,便于进行共差模滤波器分开设计,同时减小了EMI滤波器的尺寸与线圈的用量,也减小了器件之间连接的引线长度及其分布电感和电容。
2 滤波器设计
设计开关电源EMI滤波器之前,我们必须先弄清几个基本问题。
2.1 几个基本问题
2.1.1 噪声测量
图3所示为典型的噪声测量结构图,噪声的测量主要通过LISN来实现。LISN是指线路阻抗稳定网络,又称人工电源网络,是传导型噪声测量的重要工具。
其内部结构如图3中虚线框内所示,高频时,电感相当于断路,电容短路,低频时相反,其等效电路如图4所示。
由此可见,LISN的作用为隔离待测试的设备和输入电源,滤除由输入电源线引入的噪声及干扰,并且在50Ω电阻上提取噪声的相应信号值送到接收机进行分析。
2.1.2 滤波器阻抗失配原理
根据信号传输理论,滤波器输入端与电源端的端接、滤波器输出端与负载端的端接应遵循阻抗极大不匹配原则。因此滤波器设计时遵循以下两个规则:1)源内阻是高阻(低阻)的,滤波器输入阻抗就应该是低阻(高阻);2)负载是高阻(低阻)的,则滤波器输出阻抗就应该是低阻(高阻)[2]。所以,我们用电感与低的源阻抗或者负载阻抗串联,或者用电容与一个高的源阻抗或负载阻抗并联。
2.2 滤波器电路结构分析
在以上几个基本问题分析的基础上,本文提出了一种基于合成扼流圈的滤波器电路拓扑,如图5所示,虚线框内为合成扼流圈。
由于共模差模产生原因以及传播途径的不同,为使共差模噪声互不影响,我们取CY1=CY2=CY,使电路处于平衡结构,这样我们就可以对共差模进行解耦分析,并分别进行共差模滤波器设计[3]。
2.2.1 共模等效电路
图6为滤波器的共模等效电路图,由于CX对于共模噪声不起作用,故将其略去,并且以接地点G为对称点将电路对折。根据上面合成扼流圈的分析可知,其等效共模电感量为LC,两个CY的等效电容值因并联变成原先的两倍,LISN提供的两个50Ω的电阻负载也并联成为25Ω的等效负载。这个25Ω的等效负载阻抗可以看作滤波器的负载阻抗,其值相对较小,而通常情况下共模噪声源阻抗ZCM一般较大,所以根据滤波器阻抗失配原理,我们用电感器LC与滤波器负载阻抗相串连,用电容器与共模噪声源阻抗ZCM相并
联,在满足1/2 ωCY≪ZCM和ωLC≫25Ω 的条件下,阻抗失配极大化,从而滤波器对于共模噪声的插入损耗也尽可能大。
容易看出此等效电路为LC二阶低通滤波电路,其转折频率为
undefined
其插入损耗随着噪声频率以40dB/dec的斜率增加。
2.2.2 差模等效电路
与上面共模等效电路分析的方法相类似,合成扼流圈的等效差模电感量为LD, LISN提供的两个50Ω的电阻负载也串连成为100Ω的负载阻抗。两个CY的等效电容值因串联变为原来的一半,但由于差模噪声源阻抗ZCM一般较小,通常满足2/ωCY≫ZDM,因此可将Y电容忽略。由此得到简化的差模等效电路图,如图7所示。
根据滤波器阻抗失配原理,我们用电容器CX与负载阻抗相并联,用电感器LD与差模噪声源阻抗ZCM相串联。在满足ωLD≫ZDM和1/ωCX≪100Ω的条件下,阻抗失配极大化,滤波器对于差模噪声的插入损耗也尽可能大。与共模等效电路一样,这也是LC二阶低通滤波电路,其转折频率为
undefined
其插入损耗随着噪声频率也是以40dB/dec的斜率增加。
2.3 滤波器元器件参数计算
基于以上的分析,我们可以计算相应的滤波器元器件参数。首先根据测得的原始共模与差模噪声,决定需要衰减的噪声频率段与衰减量,求得共差模滤波器的转折频率,然后计算滤波器各个元件的参数。
在计算元件参数时,我们应该注意,由于滤波器电感电容值越大,其转折频率越低,对噪声的抑制效果越好,但同时成本和体积也相应增加。而且由材料特性可知,当电感电容值越大时,可持续抑制噪声的频率范围也相对变窄,因此其值不可以取得无限大。考虑到电容对于体积的影响较电感小,而且市场上出售的电容器都有固定的电容值,与电感值相比缺乏弹性,故在决定电感电容值时,应优先考虑电容。
在计算共模元器件参数时,由于电容CY受安规限制,其值不能太大,应该选择符合安规的最大值。选取CY后,利用已经得到的转折频率fRCM,可以通过式(1)计算出所需共模电感量为
undefined
而在计算差模元器件参数时,电感与电容值的选择弹性较大。在决定差模电容值CX之后,差模电感值可通过式(2)计算出所需差模电感量为
undefined
同时滤波器元件值的选择应考虑对滤波器电路本身造成的影响,比如稳定性等。
3 试验
为了验证合成扼流圈的实际使用效果,我们分别设计了应用传统扼流圈的滤波器与应用合成扼流圈的滤波器,两者磁芯以及电感电容参数相同,并且对两者进行了噪声衰减的比较试验,试验结果如图8所示。
本文选用北京某公司功率为12W的12V转±15V开关电源作为待测试的电源模块。由于此滤波器用于车用DC/DC变换器控制电路板上,因此采用整车及零部件所遵循的CISPR25电源线输入端传导骚扰电压标准作为本试验的衡量标准,扫描频率从150kHz到108MHz。其中,图8a为共模噪声频谱图;图8b为差模噪声频谱图;图8c为合成噪声频谱图。
从图8可以看出,根据本文所述的方法设计出来的滤波器能有效地衰减开关电源的EMI噪声,使其满足相关的EMC标准。由于合成扼流圈在一定程度上消除了传统扼流圈由于分立共差模电感间存在较长的引线所造成的分布参数对于滤波性能的影响,并且优化了线圈绕组,因此使其与传统扼流圈相比,在滤波性能上有了进一步提升。由图8可见,其插入损耗在某些频率段提高了3~5dB,且经其衰减之后的噪声相对比较平滑。
4 结束语
经分析与试验,本文提出的基于合成扼流圈的开关电源EMI滤波器设计方法是正确的,能有效地改善滤波性能。
基于合成扼流圈的开关电源EMI滤波器设计方法已成功地应用在燃料电池轿车用DC/DC变换器的控制电路板设计中,该方法亦可用于其它类似的产品设计中。
参考文献
[1] Boonma P,Tarateeraseth V,Khan-ngern W.A New Techniqueof Integrated EMI Inductor Using Optimizing Inductor-volumeApproach[C].IPEC-Niigata,2005
[2]钱照明,程肇基.电磁兼容设计基础及干扰抑制技术[M].杭州:浙江大学出版社,2002
Vishay推出新型EMI滤波器 第4篇
凭借0.6毫米的超薄厚度, 新型VEMI滤波器系列可在面向移动计算、移动通信、消费类、工业及医疗应用的便携式电子设备中节省板面空间, 以及提供ESD保护。
新型滤波器包括四通道VEMI45AB-HNH和VEMI45AC-HNH、六通道VEMI65AB-HCI和VEMI65AC-HCI, 以及八通道VEMI85AB-HGK和VEMI85AC-HGK。新型器件提供超强的滤波能力, 具有130 MHz和240 MHz的典型切断频率、100Ω的阻抗, 以及20 pF和40 pF的负载电容量。低漏电流有助于延长电池寿命。
这些VEMI45AB-HNH, VEMI65AB-HCI, 和VEMI85AB-HGK器件为数据线提供了符合IEC 61000-4-2 (ESD) 和IEC 61000-4-5 (照明) 规范的±25kV与±18 kV (空气及触点放电) 及4 A (tp=8/20μs) 的瞬态保护。V E M I 4 5 A C-H N H, V E M I 6 5 A C-H C I, 和VEMI85AC-HGK器件为数据线提供了符合IEC 61000-4-2 (ESD) 和IEC 61000-4-5 (照明) 规范的±12kV与±10 kV (空气及触点放电) 及2 A (tp=8/20μs) 的瞬态保护。所有六种器件都符合RoHS 2002/95/EC和WEEE 2002/96/EC规范。
更多信息请访问:
最小失配的EMI滤波器设计 第5篇
EMI电源滤波器与信号滤波器的工作原理一样,允许有用信号的频率分量通过,阻止其他干扰频率分量;但两者又有不同,信号滤波器是在阻抗匹配的条件下工作的,而EMI电源滤波器是在阻抗失配的情况下工作的[4]。相同的EMI滤波器在不同的源阻抗和负载阻抗条件下滤波特性差异很大,滤波器的插入损耗一般都是在源阻抗和负载阻抗均为50Ω的情况下测得的[5]。实际情况下,源阻抗和负载阻抗不是恒定的,因此根据实际的源阻抗和负载阻抗选择滤波器才能最大限度地发挥EMI滤波器的作用。
笔者针对负载为复数阻抗的EMI滤波器,基于最小失配网络,将NSGA-II算法应用于EMI滤波器的设计,以五阶滤波器为例进行了仿真。
1 最小失配的EMI滤波器原理(1)
1.1问题描述
最小失配网络即传输特性随负载变化不灵敏的网络。如图1所示是负载为复数阻抗的EMI滤波器,Vg和Rg分别表示信号源电压和内阻,工程上Rg通常采用50Ω;Ztime表示输出端口的复数负载阻抗[6]。
图1中负载阻抗的归一化矩阵为:
undefined
输入端口反射系数为:
undefined (2)
式中 Zin(s)二端口网络的输入阻抗,undefined。
1.2 研究方法
最小失配网络优化的目标函数是输入端口反射系数S11的模值。
在区间Ωp={ω|ωp1ωωp2},输入端口反射系数的上确界为:
||S11||∞=sup{|S11(jω,Ztime)|∶ω∈Ωp}σp (3)
在区间Ωs={ω|ωs1ωωs2},输入端口反射系数的下确界为:
||S11||-∞=inf{|S11(jω,Ztime)|∶ω∈Ωs}σs (4)
式中 Ωp通带的截止频率区间;
Ωs 阻带的起始频率区间;
σp 小的正数;
σs 小于1的正数。
由式(3)、(4)可见,S11既是频率ω的函数,也是时变负载Ztime的函数。设计最小失配EMI滤波器就是同时实现最小化||S11||∞和最大化||S11||-∞,求出滤波器的元件值。
2 多目标优化遗传算法
多目标优化问题(Multi-Objective Problem,MOP)一般由n个决策变量参数、k个目标函数和m个约束条件组成,目标函数、约束条件与决策变量之间是函数关系。最优化目标函数如下[7]:
其中x=(x1,x2,,xn)∈X,y=(y1,y2,,yn)∈Y,x表示决策向量,y表示目标向量,X表示决策向量x形成的决策空间,Y表示目标向量y形成的目标空间,约束条件e(x)0确定决策向量的可行取值范围。
多目标遗传算法的核心是协调各目标函数之间的关系,找出使各目标函数尽量较大(或较小)的Pareto最优解集。图2中实心点A、B、C、D、E均处在最优边界上,都是最优解,是非支配的;空心点F、G、H、I、J、K落在搜索区域内,但不在最优边界上,不是最优解,是被支配的,它们直接或间接地受到最优边界上最优解的支配,即劣于最优前端上的最优解。
非劣排序遗传算法(NSGA)是Srinivas和Deb于20世纪90年代初期提出的,它是基于Pareto最优概念的多目标遗传算法。Deb于2002年在NSGA的基础上进行了改进,提出了一种精英保留非劣排序遗传算法(NSGA-II),定义了拥挤距离估计某个点周围的解密度取代适应值共享。NSGA-II算法的流程如图3所示。
相对于NSGA的缺陷,NSGA-II有如下改进:计算复杂性从o(mN3)降至o(mN2),具备最优保留机制且无需确定一个共享参数,从而进一步提高计算效率和算法的鲁棒性。
3 仿真实例
假定信号源内阻Rg=50Ω,加载时变负载阻抗Ztime的频率范围为27.5～40.0MHz,优化设计最小失配的EMI滤波器。设计过程中采用了多种网络结构进行优化比较,最终选取容易实现的、网络元件少且元件值小的五阶LC低通网络形式,优化设计的滤波器如图4所示。
采用基于Pareto最优的NSGA-II算法,无需任何加权系数,算法中涉及的参数为:最大迭代次数400,种群个体数目200,繁殖池100,锦标赛数目2,交叉算子20,变异算子20。根据式(2)给出一组随机电路参数值x=[C1,L2,C3,L4,C5],可以计算滤波器的||S11||∞和1-||S11||-∞。图5显示了种群进化400代时的Pareto最优解,在图4所示的网络结构中,选取一组Pareto最优解:C1=0.935 8pF、L2=62.868nH、C3=0.2pF、L4=11.487 2nH、C5=23.552 3pF,可以得到滤波器的回波损耗S11和插入损耗S21的仿真结果(图6)。
分析图6可知,NSGA-II算法得到的滤波器其衰减在-7.1～10.6dB之间变化,通带内波纹起伏在-0.40～0.94dB之间,其传输特性明显优于Chebyshev、Monte Carlo和普通GA法构成的滤波器,这恰好是设计所要求的。
4 结束语
笔者利用NSGA-II算法设计了一个五阶最小失配的EMI滤波器。通过控制回波损耗S11的模值,实现了滤波器的传输特性随时变负载阻抗变化不灵敏的要求。将所设计滤波器分别与Chebyshev、Monte Carlo和普通GA算法构成的滤波器传输特性进行比较,仿真结果表明利用NSGA-II算法设计的最小失配EMI滤波器的灵敏度低,验证了该方法的有效性。
摘要：在深入分析最小失配网络的基础上,提出一种基于最小失配网络的EMI滤波器的设计方法。通过控制滤波器输入端口反射系数(回波损耗)的模值,采用基于Pareto最优解的精英保留非劣排序遗传算法(NSGA-Ⅱ)设计了一个五阶EMI滤波器,并与Chebyshev、Monte Carlo和普通GA法构成的滤波器进行比较。仿真实验表明:所设计的EMI滤波器具有随负载变化灵敏度小的优点,证明了该方法的有效性。
关键词：EMI滤波器,最小失配网络,NSGA-Ⅱ,时变负载
参考文献
[1]Caponet M C,Profumo F,Tenconi A.EMI Filters De-sign for Power Electronics[C].Power Electronics Spe-cialists Conference.Cairns:IEEE 33rd Annual,2002:2027～2032.
[2]时蕾,张君霞.基于预测电流控制的有源功率滤波器的研究[J].化工自动化及仪表,2011,38(2):167～170.
[3]姚建红,陈秋影,付强,等.改进遗传算法在滤波器优化配置中的应用[J].化工自动化及仪表,2010,37(9):75～78.
[4]甘明刚,陈杰,区健昌,等.EMI电源滤波器的共模插入损耗在失配状态的优化计算[J].北京邮电大学学报,2006,29(3):95～98.
[5]姜保军,孙力,赵克.EMI滤波器阻抗失配与EMI信号的有效抑制[J].电机与控制学报,2006,10(3):252～259.
[6]Zhu Y S,Chen W K.Computer-aided Design of Com-munication Networks[M].Singapore:World Scientific,2000.
EMI电源滤波器 第6篇
开关电源会产生谐波含量丰富的开关噪声,从而对共用同一电源的其他设备产生干扰。这在汽车应用、长距离通信、工业测量等场合特别明显[1]。为了消除这干扰,常需在输入电源和开关变换器间加入EMI滤波器。传统的EMI滤波器设计方法需要进行大量的计算,以确定合适的电抗元件参数,设计过程较繁琐。
PSpice是业界公认的优秀仿真软件,它能对电路进行参数扫描和优化,通过多次反复计算,得出针对某变量的性能曲线,由性能曲线即可找到最佳参数值。因此,针对EMI滤波器设计需要大量、重复计算这一特点,使用PSpice辅助设计有助于优化电路参数,提高设计效率。
1 EMI滤波器的设计步骤
适用于开关电源的EMI滤波器通常应满足以下几个要求[2]:
(1) 反射纹波衰减特性:EMI滤波器提供的衰减必须能使输入电源的电流纹波系数达到要求水平;
(2) 阻抗特性:在变换器工作的频率范围内,变换器的输入阻抗必须远大于滤波器的输出阻抗,否则可能导致振荡;
(3) 上电特性:在阶跃输入的情况下易产生浪涌电流。由于应力及熔断器定额的原因,EMI滤波器应具有一定的吸收浪涌电流的能力。
图1显示了应用于开关电源的EMI滤波器的设计流程。下面结合实例阐述使用PSpice设计的具体方法。假定有一Buck变换器(闭环),输入电压Vin=100～120 VDC,输出功率P=240 W,电源效率为93.75%,工作频率f=25 kHz。要求设计一个二阶EMI滤波器,使流过电源Vin的电流纹波小于20 mA。根据要求,采用PSpice辅助设计的二阶EMI滤波器的设计步骤如下:
(1) 计算开关电源的最小输入阻抗
在闭环系统中,不论电路工作在何种状态,反馈环路总是努力去保持电路的输出功率恒定。因此,从输入端看,开关变换器就像一个负电阻RN。当输入电压变化时,负电阻阻值发生变化。若在变换器前端加一EMI滤波器,由于负阻的影响,可能导致系统振荡。根据Middlebrook的理论[3],若滤波器的输出阻抗Zfilter远小于RN,系统不发生振荡。
采用PSpice中模拟行为模型GVALUE建立负阻模型,使用网络传递函数分析语句.TF计算最小RN值。相应的SPICE语句为[4]:GN 1 0 Value={75/Vin}。可得上述开关电源的最小输入阻抗RN=-39 Ω。
(2) 计算输入电流的基波幅值和所需衰减
使用PSpice计算基波幅值有两种方法:
① 通过.FOUR语句计算输入电流的基波分量;
② 用电流探针测出电流波形,在Probe中直接进行快速傅里叶变换(FFT)[5],使用Toggle Cursor功能找出基波峰值点。
上述两种方法的结果相同,得到的基波幅值I1m=3.15 A,有效值I1rms=2.23 A。
若输入电流波形未知,可预估其形状,然后找出此类电流波形基波可能取得的最大值。具体做法为:在PSpice中选用合适模型建立相应的激励源,通过参数扫描分析.PARAM求得最大基波幅值。
当I1rms已知时,可求出所需的衰减系数为(用分贝表示):A=45 dB。
(3) 计算LC元件值
一般的二阶EMI滤波器的结构如图2所示,其中R1,R2为电感电容的等效串联电阻,开关变换器等效为负电阻RN。EMI滤波器的转折频率f0与衰减系数的关系为:
由上式可得所需EMI滤波器的转折频率应小于1.34 kHz。为了获得较好的滤波效果,取L=200 μH,C=280 μF。由器件参数表查得等效串联电阻值R1=10 mΩ,R2=150 mΩ。
(4) 滤波器的振荡特性
检验滤波器是否振荡的方法有两种:
① 直接进行瞬态分析.TRAN,查看RN两端电压波形是否产生振荡;
② 计算滤波器的交流输出阻抗。操作方法为:将RN替换为一个幅值为1 A的交流电流源,设定交流扫描区间为1～300 kHz,每十倍频取100个点。扫描过程中,PSpice将Vin视为短路。由于电流源的幅值为1 A,则电流源两端的电压值与滤波器输出阻抗在数值上相同。扫描所得的电压曲线可看做EMI滤波器的输出阻抗曲线。使用Toggle cursor功能找到最大阻抗值Zfilter。若Zfilter≪RN,系统不发生振荡。一般来说,当Zfilter与RN有6 dB的容限即可认为系统稳定。
采用方法①进行瞬态分析,仿真时间为15 ms。结果显示,t>9 ms后,输出电压达到稳定状态,即系统无振荡。
采用方法②得到的阻抗曲线显示,当开关变换器的工作频率为676.083 Hz时,滤波器取得最大输出阻抗,阻抗值4.53 Ω远小于RN最小值39 Ω,即系统不发生振荡。
若选择的元件参数不合适导致系统振荡,解决的办法通常有两种:
① 重新选择L,C值,再次检验,直到选择的参数使电路稳定。
② 增大EMI滤波器的阻尼,抑制振荡。具体方法:在RN两端并联一个RC串联电路,一般取Cdamp=(3～5)C,Rdamp=Zfilter。
上述2种方法都需要多次仿真以确定最佳参数。在PSpice中综合使用参数扫描和性能分析的方法,可很快找到最佳参数值。
(5) 滤波器的上电特性
在许多应用中,输入电压是以阶跃的形式加载的,比如开关的合闸、继电器的闭合等,在这类施加电压的过程中,阶跃电压往往会造成较大的浪涌电流。如不加以限制,此电流有可能损坏器件。EMI滤波器具有吸收浪涌电流的功能,通常可在滤波器前端施加一个从0 V跃变到最大输入电压的阶跃输入,并监测滤波器吸收的电流,以此来评估滤波器的上电特性。
如图2所示,在电路中加入时域开关SW_tclose来模拟阶跃输入[6]。设置开关闭合时刻Tc=1 ms,则相应的阶跃输入为u(t)=Vinδ(t-Tc)。设置仿真时间为20 ms,最大步长为1 μs,测量流过电感的电流IL及流过开关变换器的电流IRN。结果表明,IL_max=9.77 A, IRN_max=16.7 A。根据手册查得所用电感的最大饱和电流IL_sat及开关器件的最大电流IIGBT。因为IL_max<IL_sat,IRN_max<IIGBT,故滤波器的上电特性符合要求。
若选择的元件值造成浪涌电流较大,说明滤波器的阻尼较小,可通过增大滤波器阻尼解决这一问题。具体做法可参照步骤(4)。
2 实验结果
滤波器参数为L=200 μH,C=280 μF,R1=10 mΩ,R2=150 mΩ。测得加入滤波器前后流过Vin的电流纹波波形如图3所示。
由图3可知,加入滤波器后Iin的纹波显著减小。测得未加入滤波器时Iin基波电流有效值为2.23 A,加入后的有效值为19.15 mA。由结果可知,设计的EMI滤波器符合衰减要求。
3 结 论
传统的EMI滤波器设计方法涉及大量计算,PSpice可弥补这一不足。采用PSpice辅助设计不但减轻了设计工作量,还能通过合理的优化使电路参数更精确、可靠;使用PSpice仿真还能对EMI滤波器的性能进行多方面的预测,在设计前期发现可能存在的问题并及时解决;另外,上述方法同样适用于高阶EMI滤波器的设计。
摘要：提出了一种使用PSpice仿真软件设计EMI滤波器的方法。首先给出了EMI滤波器设计的一般步骤;然后结合具体实例设计出一款二阶EMI滤波器,并将加入滤波器前后的输入电流波形进行对比。结果表明:采用PSpice设计的滤波器使输入电流的纹波系数降低,符合设计要求;同时还具有抑制浪涌电流和防止系统振荡的能力。
关键词：EMI滤波器,PSpice,纹波系数,振荡抑制,浪涌电流
参考文献
[1][法]BASSO Christophe P.开关电源Spice仿真与实用设计[M].北京:电子工业出版社,2009.
[2]SANDLER Steven M.开关电源仿真PSpice和Spice3应用[M].北京:人民邮电出版社,2007.
[3]MIDDLEBROOK D.Design techniques for preventing input-filteroscillations in switched-mode regulator[J].Advances inSwitched-Mode Power Conversion,1983,3(32):167-180.
[4]SANDLER S M,HYMOWITZ C.SPICE circuit handbook[M].New York:McGraw-Hill Professional,2006.
[5]Anon.60-30-632OrCAD PSpice A/D user′s guide[M].USA:Candence Corporation,1998.
EMI电源滤波器 第7篇
传导EMI的一般抑制方法是在变换器前端加EMI滤波器。模拟无源EMI滤波器（passiv EMI filter,PEF）电路拓扑简单，运行可靠[2]，但其体积和损耗较大、滤波灵活性差。模拟有源EM滤波器（active EMI filter,AEF）克服了PEF灵活性差的缺点，但由于速度、功率损耗和增益带宽的限制，在抑制高频噪声或强噪声电流方面能力不强[3]。进而出现了PEF与AEF相结合的混合模拟有源EMI滤波器（hybrid active EMI filter,HAEF)[3,4]，但其宽频率范围内的抑制效果不佳，另外清除运算放大器的偏置电压问题还有待解决。这些技术未从根本上解决EMI滤波器的体积和功耗问题。
随着FPGA的广泛发展，A/D转换速度和精度的大幅提高，加上数字处理器成本不断降低，使得数字有源EMI滤波器（digital active EMI filter,DAEF）实际应用成为可能[5,6]。DAEF因不在主电路中串联器件，所以从根本上解决了EMI滤波器体积和功耗问题，且不受功率与电流的限制，但该方法中EMI信号的检测和注入点存在耦合，这个耦合会使得DAEF的滤波性能降级。
本文对DAEF系统中EMI信号检测与注入点的耦合作用进行仿真分析，提出一种解耦电路的设计方法，解决了这种耦合带来DAEF滤波性能降级的问题。
1 DAEF系统的设计及建模分析
1.1 DAEF的拓扑及原理
抑制共模EMI是开关功率变换器传导EMI抑制的主要任务，在低压交流电源端口的共模EMI电压为L线与N线对地EMI电压的平均值，减小其中任何一个均可减小共模传导EMI，由于2个信号在传输和抑制机理上相同，本文仅以抑制L线对地的传导EMI信号为例说明该方法。L线上DAEF抑制传导EMI的原理图如图1所示，DAEF系统包括EMI信号检测电路和注入电路、ADC采样、数字控制器、DAC输出和解耦电路6部分。
EMI信号检测电路由电阻Rs和电容Cs构成的高通滤波器实现，提取功率变换器在L线上产生的高频传导EMI信号；ADC将检测的EMI信号进行采样，得到相应的数字EMI信号；控制器对数字EMI信号进行EMI补偿控制，这里的控制器最好采用硬件描述语言编程和并行处理的FP-GA;DAC把控制处理后的数字EMI信号转化为输出能力为0～20 mA的模拟EMI电流信号，该电流信号可以抑制86 dB·μA(120 dB·μV）的EMI信号。EMI信号注入电路是电阻Ri和电容Ci构成的低通滤波器，一方面把0～20 m A的模拟EMI电流信号注入到功率变换器输入端以消除其产生的EMI噪声，一方面利用电容Ci有效防止电源线上低频功率电流对DAC输出端口的损坏。LD为检测和注入点之间的解耦电路。
1.2 DAEF的EMI控制方案
DAEF检测电源线L对地的传导EMI信号，经A/D转换采样、控制器补偿处理和D/A模拟输出，最后经注入电路注入到功率变换器的输入侧，形成一个闭环控制系统，其控制框图如图2所示，控制目标为使得沿L线传入供电电源的EMI信号Y(s)最小，即Y(s)=0。
图2中，H(s)为EMI检测电路的传递函数，补偿器Gc(s)为补偿控制算法的传递函数，Dzoh(s)为保持器的传递函数，B(s)为EMI注入电路的传递函数，J(s)为解耦电路的传递函数，Y(s)为经滤波之后的噪声信号，X(s)为功率变换器产生的未经滤波的EMI信号，X′(s)为经控制器处理后产生的反相补偿EMI注入信号。理想状况下，功率变换器产生的EMI信号X(s)和补偿注入的EMI信号X′(s)幅值相等、相位相反，相互抵消，实现抑制传导EMI的作用。
国标GB/T 21419—2013规定了低压交流端口传导EMI发射频率范围为0.15～30 MHz，如图3所示。因此提取EMI信号的RC高通滤波器的截止频率需在0.15 MHz以下；注入EMI信号的RC低通滤波器的截止频率需在30 MHz以上。
1.3 DAEF系统建模与分析
EMI检测电路的传递函数H(s)可表示为
式中：ω1为高通滤波器的截止角频率，ω1=2πf1=1/RsCs。
注入电路的传递函数B(s)可表示为
式中：ω2为低通滤波器的截止角频率，ω2=2πf21/RC。
补偿器的类型和参数可根据控制系统指标要求设计，这里仅选取最简单的比例控制补偿器，其传递函数Gc(s)可表示为
式中：K为比例控制系数。
解耦电路可以等效为1个高阻抗解耦电感LD，其传递函数J(s)可表示为
一般D/A转换采用零阶保持器，其传递函数Dzoh(s）可表示为
此传递函数对应的幅值和相位分别为
式中：Ts为采样周期。
由以上传函得DAEF系统的传递函数为
补偿器选纯比例补偿增益为100的情况下，对有解耦电路（J(s)=5.4×10-7s）和无解耦电路（J(s)=1）时闭环DAEF控制系统进行仿真分析，得出其频率响应曲线如图4所示。
由图4可知，在0.15～30 MHz频率范围内，无解耦电路时DAEF的抑制能力仅在-44 dB，但是如果加入解耦电路DAEF的抑制能力达到了-48.3 dB，提高了4.3 dB。
2 解耦电路的设计
在EMI信号检测电路和注入电路之间，传统方法为加入绕线式电感解耦，但这会增加EMI滤波器体积和功耗。本文提出一种在不改变原电路形式及结构的前提下，采用单匝电感作为解耦电路的方法。该单匝电感的磁芯材质、频率阻抗曲线和尺寸是该设计方法的重点。
2.1 解耦电感磁芯材料设计
由于镍锌铁氧体对于高频段的电磁干扰有很好的抑制作用，因此，本文选用镍锌铁氧体作为解耦电感的磁芯材料，该磁芯根据NiO与ZnO含量可工作在100 kHz～140 MHz频率之内。
在镍锌铁氧体中，NiO与ZnO的含量与镍锌铁氧体工作上限截止频率及相对磁导率μr有直接关系，镍锌铁氧体常用的配比如表1所示。
由于传导EMI频率范围要求在0.15～3MHz，所以选择上限截止频率为30 MHz的镍锌铁氧体配比：Fe2O3∶NiO∶ZnO=50.2∶24.9∶24.9，所以镍锌铁氧体的相对磁导率μr为150。
2.2 解耦电感阻抗曲线设计
解耦电感的设计需要先确定其频率阻抗曲线范围，其次根据阻抗曲线进一步确定解耦电感的尺寸规格。
DAEF系统的等效阻抗电路如图5所示，其中ZS为从检测点M向市网电源端看的对地电源等效阻抗，由于LISN阻抗在0.15～30 MHz全频段稳定在50Ω，所以ZS在全频段满足ZS≈50Ω；ZT为从检测点M向EMI检测电路方向看的对地等效阻抗，在高频情况下电容可视作短路，所以ZT等效为RS;Zin为从注入点N向EMI注入电路看的对地等效阻抗，在高频情况下，Zin可等效为Ri;ZC为开关电源的对地等效内阻抗曲线，由双电流探头测试法得到[7]，某品牌笔记本供电电源L线对地阻抗测量曲线如图6所示。
由于ZF在全频段内应对从开关电源即噪声源流出的EMI信号呈现高阻抗，所以ZF的阻抗应远远大于从注入点N向EMI注入电路与开关电源并联反向看的对地等效阻抗，即满足下式：
由于电源等效阻抗ZS应对流入LISN的EMI信号呈现高阻抗，所以ZS在全频段内应远远大于从检测点M向EMI检测电路与解耦电路并联方向看的对地等效阻抗，即满足下式：
由式（9）和式（10）可得解耦电路ZF的阻抗范围表达式为
由式（11）及Z的阻抗范围可得出解耦电路频率阻抗ZF曲线范围，如图7中曲线1与曲线2之间的阻抗区间。其中，曲线1为阻抗随频率变化的曲线，曲线2为阻抗随频率变化的曲线。
2.3 解耦电感尺寸的设计
单匝电感的电感值与其内、外径及长度的关系为
式中：h为电感的长度；Ac为电感的截面积，D为电感的外径，d为电感的内径[8]；μ为磁芯磁导率，
根据GB/T 28868—2012《未经涂覆的磁性氧化物环形磁芯的尺寸》[9]，外径与内径之比为：D/d=1.67；长度与内径之比为：h/d=0.67。由此可得电感L和电感内径d的表达式为
根据图7，可选取解耦电感在0.15～30 MHz频率范围内阻抗为50Ω。由于|ZF|=2πf L,f取中间频率15 MHz，可算出电感值为0.54μH。由式（13）和D/d=1.67及h/d=0.67可计算出解耦单匝电感的尺寸规格为：D=14.31mm,h 5.74 mm,d 8.57 mm。
3 实验验证
基于FPGA控制器建立DAEF控制平台，平台系统主要器件参数为：A/D转换器：14bits,250 MSPS;D/A转换器：14bits,260 MSPS；检测电路：Rs=1 kΩ，Cs=0.1μF；注入电路：Ri=30,C。
A/D转换器和D/A转换器均是高速、高采样率的器件，采用FPGA实现对数字EMI信号补偿控制处理。无EMI滤波器时，笔记本电脑供电电源L线对地传导EMI信号的频谱图如图8所示。
从图8中可以看出，在不加EMI滤波器时，在0.5～5 MHz频段EMI噪声信号平均值约为55d B·μV，超过了国标限值46 d B·μV。
当用没有解耦电路的DAEF滤波时，笔记本电脑供电电源L线对地传导EMI信号的频谱图如图9所示。
由图9可知，采用无解耦的DAEF滤波时，L线对地的EMI得到抑制，均小于国标限值，采用DAEF达到了EMI滤波的目的。
当用有解耦电路的DAEF滤波时，笔记本电脑供电电源L线对地传导EMI信号的频谱图如图10所示。
由图10可知，在采用了有解耦电路的DAEF后，滤波效果不仅能达到国标限值，并且比没有解耦电路时滤波效果降低了5～10 d B·μV。
把无EMI滤波、无解耦的DAEF滤波、有解耦的DAEF滤波与国标限值对比如表2所示。
由表2可看出，DAEF对传导EMI有很好的抑制效果，DAEF的解耦电路有效地提高了DAEF的抑制能力，与仿真结果一致。
4 结论
本文针对DAEF系统信号检测点与注入点的耦合会降低EMI抑制性能问题，设计了带有解耦电路的DAEF系统及控制方案，建立了带有解耦电路的DAEF系统的模型，仿真分析了解耦电路对DAEF系统滤波性能的影响，给出了解耦电路的设计方法。基于FPGA搭建了DAEF控制系统平台，实验证明所提出的解耦电路设计方法有效地提高了DAEF的抑制能力，这将有效促进对数字有源EMI滤波器的进一步研究和广泛推广。
参考文献
[1]GB/T 21419—2013,变压器电抗器、电源装置及其组合的安全电磁兼容(EMC)要求[S].2013.
[2]Wu Xiaofeng,Xu Dehong,Wen Zhiwei,et al.Design,Model-ing,and Improvement of Integrated EMI Filter with FlexibleMultilayer Foils[J].IEEE Trans.on Power Electronics,2011,26(5):1344-1354.
[3]Wang Shuo,Maillet Y Y,Wang Fei,et al.Investigation of Hy-brid EMI Filters for Common-mode EMI Suppression in a Mo-tor Drive System[J].IEEE Trans.on Power Electronics,2010,25(4):1034-1045.
[4]Chen Wenjie,Yang Xu,Wang Zhaoan.A Novel Hybrid Com-mon-mode EMI Filter with Active Impedance Multiplication[J].IEEE Trans.on Industrial Electronics,2011,58(5):1826-1834.
[5]Hamza D,Qiu Mei,Jain P K.Application and Stability Analy-sis of a Novel Digital Active EMI Filter Used in a Grid-tiedPV Micro-inverter Module[J].IEEE Trans.on Power Elec-tronics.2013,28(6):2867-2874.
[6]Hamza D,Mei Qiu.Digital Active EMI Control Technique forSwitch Mode Power Converters[J].IEEE Trans.on Electro-magnitic Compatibility,2013,55(1):81-88.
[7]赵波,封志明,赵敏,等.基于改进双电流探头法的EMI噪声源内阻抗测量[J].东南大学学报,2009,39(S2):87-91.
[8]Marian K Kazimierczuk.高频磁性器件[M].钟智勇,唐晓莉,张怀武,译.北京:电子工业出版社,2012.
低灵敏度的无源EMI滤波器的设计 第8篇
设计和选用EMI滤波器的一个主要问题是选择合适的电路结构,使其在传导干扰频率范围0.15～30MHz(CISPR17标准)[3]内能提供较高的插入损耗,使EMI信号得到最大的衰减。文献[4,5,6,7,8]提出了用插入损耗和经验来设计、计算滤波器参数的方法。但是插入损耗是在噪声源阻抗和负载阻抗都为50Ω的情况下定义的,实际应用中,负载阻抗的变化对插入损耗有很大影响。如果依靠经验,对初学者也比较难,而且得到的滤波器不是最优化的。笔者提出了一种新的设计EMI滤波器的方法,通过控制滤波器网络输入端口反射系数的模值,采用遗传算法对无源EMI滤波器进行了设计,优化得到一个低灵敏度的滤波器。
1 低灵敏度的无源EMI滤波器原理
为了使电源满足指标要求,抑制电磁噪声,在电源设备中插入EMI滤波器。从抗电磁干扰角度,开关电源EMI滤波器实际是一个只允许从零频(直流)至截止频率(工频)通过的低通滤波器,对电磁干扰的阻带,要求尽可能高的衰减。
为了分析无源EMI滤波器参数与插入损耗的关系,将滤波器表示为二端口网络,如图1所示。Ug和Rg分别表示信号源电压和内阻,RL表示输出端口的负载阻抗[9]。
输入端口反射系数为:
undefined (1)
式中 Zin(s)二端口网络的输入阻抗。
在频段[0,Ωp]上,输入端口反射系数的上确界为:
||S11||∞=sup{|S11(jω,RL)|:ω∈Ωp}σp (2)
在频段(Ωp,Ωs]上,输入端口反射系数的下确界为:
||S11||-∞=inf{|S11(jω,RL)|:ω∈Ωs}≥σs (3)
式中 Ωp,Ωs通带的截止频率和阻带的起始频率。
由式(2)、(3)可知,S11既是频率ω的函数,同时也是负载RL的函数。设计低灵敏度的EMI滤波器就是同时实现最小化||S11||∞和最大化||S11||-∞,进而求出二端口网络中的元件值。
滤波器的插入损耗(Insertion Loss-IL)为:
IL=10log(P1/P2) (4)
式中 P1,P2滤波器接入前、后从信号源传送到负载的功率。
网络的传输方程表示:
由式(4)～(7)可得:
由式(4)～(7)可得:
undefined (8)
2 遗传算法
遗传算法(Genetic Algorithm,GA)是由Holland于1975年提出的,它是一种借鉴生物界自然选择和自然遗传机制的随机搜索算法[10]。遗传算法不依赖于梯度信息,而是通过模拟自然选择和遗传中发生的复制、交叉及变异等现象,从任一初始种群出发,通过随机选择、交叉和变异操作,产生一群更适应环境的个体,使群体进化到搜索空间中越来越好的区域,这样一代代不断地繁衍进化,最后收敛到一群最适应环境的个体,求得问题的最优解。遗传算法的流程如图2所示。
3 EMI滤波器设计实例
假定滤波网络的信号源内阻Rg=50Ω,滤波器的截止频率为190MHz。设计过程中采用了多种网络结构进行优化比较,最终选取容易实现的、网络元件少的五阶LC低通网络形式,优化设计的滤波器电路如图3所示。
由式(8)可得图3所示滤波器的插入损耗的A参数矩阵为:
undefined
在GA算法中,电路的5个元件变量均采用二进制编码,设置种群个体数目100,每个种群的长度为20,最大遗传代数200,交叉概率0.9。通过GA算法得出滤波电路参数值见表1。
设计的滤波器接不同负载时对应的插入损耗如图4所示。其中“o”代表笔者设计的滤波器插入损耗,“+”代表Chebyshev原型滤波器的插入损耗。从图4的分析可知,在通带内设计滤波器的插入损耗的变化范围小于Chebyshev滤波器,其波纹起伏较小,说明当负载发生变化时,设计滤波器随负载变化的灵敏度小。
4 结束语
笔者提出了通过控制滤波器输入端口反射系数的模值,利用GA算法设计一个低灵敏度的五阶EMI滤波器,实现了滤波器网络特性随负载变化不灵敏的要求。仿真结果验证了该方法的有效性和合理性,所设计滤波器的灵敏度明显低于常用的Chebyshev滤波器。
参考文献
[1]Charles L N,Colin D S.Theory and Design of a 30-HP Matrix Converter[C].1988 IEEE IAS Annual Meeting,USA:IEEE,1988:934～939.
[2]Heidwein M L,Nussbaumer T,Kolar J W.DifferentialMode EMC Input Filter Design for Three-Phase AC-DC-AC Sparse Matrix PWM Converters[C].2004 35th AnnualIEEE Power Electronics Specialists Conference.Aachen:IEEE,2004:284～291.
[3]GB/T7343-1987,10kHz～30MHz无源无线电干扰滤波器和抑制元件特性的测量方法[S].北京:国家标准局,1981.
[4]李小京.电磁流量计放大滤波电路的设计[J].化工自动化及仪表,2000,27(2):50～52.
[5]张姝瑶,路宏敏,王明等.宽频带EMI滤波连接器的滤波结构设计[J].电子科技,2008,21(5):9～11.
[6]时蕾,张君霞.基于预测电流控制的有源功率滤波器的研究[J].化工自动化及仪表,2011,38(2):167～170.
[7]姚建红,陈秋影,付强等.改进遗传算法在滤波器优化配置中的应用[J].化工自动化及仪表,2010,37(9):75～78.
[8]Shifman J C.A Graphical Method for the Analysis andSynthesis of Electromagnetic Interference Filter[J].IEEETransaction on EMC,1965,7(3):115～128.
[9]Zhu Y S,Chen W K.Computer-aided Design of Commu-nication Networks[M].Singapore:World Scientific Pub-lishing,2000.
