UWB系统范文（精选8篇）

UWB系统 第1篇

基带脉冲形式

基带脉冲形式是UWB通信最早采用的信号形式。它利用脉宽在ns、亚ns级的基带脉冲序列进行通信, 通常通过脉冲位置调制 (PPM) 、脉冲极性调制或脉冲幅度调制 (PAM) 等调制方式携带信息。脉冲可以采用不同的波形, 如高斯波形、升余弦波形式等, 而且占空比也很小, 所以有很强的多径信道分辨能力和抗多径性能。因为不需要调制载波和本振, 所以收发信机结构简单、成本较低, 同时系统的功耗比传统的无线电系统要低得多。另外, 这种脉冲信号穿透能力强, 定位和测距精度很高, 可以达到cm量级, 同时可以在动态中实现定位功能。但是基带脉冲中包含较多的低频分量, 所以在FCC关于UWB通信功率谱的规定下, 频谱利用率不高, 但可以通过脉冲波形优化设计加以改善。

脉冲压缩形式

对于基带脉冲形式而言, 由于其脉宽较窄、占空比较低, 因此信号能量相对较小, 对于远距离的探测和通信并不适用。因此在军事领域, 为了尽可能地提高探测距离, 脉冲压缩方式的超宽带信号有了广泛的应用场合, 其基本的表现形式有线性调频等。对于线性调频的脉冲压缩体制, 可以在比较宽的时间内实现相应的线性调频, 其频带覆盖范围符合FCC对超宽带信号的定义, 因此具有距离分辨率强等超宽带系统特有的优点。除此之外, 由于线性调频的调制时长可以根据需求定义, 因此其信号能量远大于基带脉冲形式, 可以满足远距离的目标探测需求。如图1所示为基于DDS产生的超宽带雷达信号实现框图。

调制载波形式

通过调制载波可以将U W B信号搬迁到合适的频段进行传输, 可以更加有效灵活地利用频谱资源。同时可以利用现有通信系统中采用的方法, 技术成熟度、工艺稳定度很高, 在实现高速系统方面更容易些。2003年IEEE 802.15.3a工作组征集提案时, Intel、TI和Xtreme Spectrum分别提出了多频带、正交频分复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 、直接序列码分多址 (Direct Sequence Code Division Multiple Access, DS-CDMA) 等3种方案, 后来多频带方案与正交频分复用方案融合, 从而形成了以TI、Intel等公司为首的MB-OFDM和以Xtreme Spectrum、Freescale等公司为主的DS-CDMA两大联盟。

从技术上来讲, MB-OFDM和DS-CDMA无法彼此妥协。通过这几年的发展, MB-OFDM已经逐渐取代DS-CDMA成为未来无线宽带的热门技术。图2为MB-OFDM系统的信号结构。

●MB-OFDM超宽带系统

MB-OFDM的核心是把频段分成多个528MHz的子频带, 每个子频带采用时频交织正交频分复用 (TimeFrequency Interpolation OFDM) 方式, 数据在每个子带上传输。传统意义下的UWB系统使用周期不足1ns的脉冲, 而MB-OFDM通过多个子带来实现带宽的动态分配, 增加了符号的时间, 长符号时间的好处是抗符号间干扰 (Inter-Symbol Interference, ISI) 能力较强。MB-OFDM技术上易于实现、功耗很低, 频带的利用率高, 多个频率子带并列, 可以避开某些频带, 灵活配置, 速率的扩展性好。但是这种性能的提高是以收发设备的复杂性为代价的, 而且还要考虑子信道间干扰 (Inter-Channel Interference, ICI) 的影响。MB-OFDM在性能方面具有优势 (初期速度高达480Mbits/s) , 同时由于OFDM技术使微弱信号具有近乎完美的能量捕获, 所以它的通讯距离也会较远。MB-OFDM技术在子带上进行信息处理, 简化了接收机的数字复杂度, 降低了功耗和成本, 提高了频谱的灵活性, 有助于在全球范围内建立相关标准。但是发射机的结构比较复杂 (多了IFFT, DAC) , 易造成较高的峰值与均值比 (PAR) , 容易产生对其他系统的干扰, 如果单纯地降低发射功率, 又会减小传输距离。

R&S测试解决方案

相比与原有的通信系统而言, UWB系统具有信道容量大、传输数率高、抗干扰能力强、距离分辨率高等优势, 但也给系统测试提出了相应的挑战。对于UWB系统的接收测试, 需要能够产生超宽带信号的信号发生器, 而对于UWB的发射测试, 则需要超宽带的信号分析设备。为了满足相应的测试需求, R&S公司推出了相应的UWB系统测试解决方案, 可以满足客户在不同研发和生产阶段对于测试设备的需求, 同时结合不同的选件满足不同的应用需求。

超宽带基带信号测试解决方案AFQ100B

在UWB系统研制的初期, 为了进行相应的波形设计和相应的算法分析, 需要对基带信号进行相应的仿真和计算, R&S公司新推出的IQ基带信号源AFQ100B具有更加优异的性能和更多的功能。选用AFQ100B的宽带模式, 其基带时钟速率可达600MHz, 射频带宽可达528MHz, 信号存储深度可达1G采样, 适用于需要超长信号进行的BER测试。

对于满足W i M e d i a Alliance (ECMA-368) 标准的MB-OFDM系统, 可以加配相应的AFQ-K264选件配置满足标准的超宽带信号, 因此非常适合于超宽带通信, 如图3所示为K264选件的菜单界面。对于军事领域所采用的基带脉冲体制UWB系统, 可以通过AFQ-K6选件产生雷达应用的窄脉冲信号、复杂的脉冲序列信号, 满足军事领域的应用。如图4所示为使用AFQ-K6选件设计复杂的脉冲序列实现UWB信号波形。对于其他体制的UWB系统, 结合AFQ的ARB模式, 可以完成我们需要的绝大多数UWB波形设计及相应的信号处理任务。另外, AFQ100B可以提供包括数字IQ和模拟IQ等多种数据接口供客户进行自由选择。

超宽带射频接收系统测试解决方案AFQ100B+SMBV100A

在UWB系统研制的中期, 为了验证整个接收系统的性能, 我们需要超宽带的射频信号产生装置。R&S公司新推出的矢量信号源SMBV100A的外部调制带宽达到528MHz, 结合R&S AFQ100B宽带I/Q源, SMBV可以产生带宽高达528 MHz的射频信号。

超宽带射频发射系统测试解决方案ZVT

在U W B系统的设计中, 对于UWB的发射信号分析也是其中的重要一环。由于超宽带系统的信号带宽很大, 如果直接进行数字采样, 需要极高的采样率, 同时给后续的数据传输和数据处理带来较大的困难。因此常用的方式是通过信道化接收机进行相应的信号处理, 也就是说把超宽带信号分成几个频带, 每个频带对应一个相应的信道化接收机。然后通过不同的本振将不同频带混频至一个较低的频率进行相应的采样和信号处理, 如图5所示为信道化接收机的实现框图。

对于信道化接收机而言, 如果要保证后续处理的准确性, 需要各个信道接收机的性能尽可能保持一致, 因此对于信道化接收机的一致性测试成为测试的主要内容。R&S公司推出的8端口矢量网络分析仪ZVT, 其内部包含四个独立的源, 并且每个源的功率、频率和相位均可以自由设置, 因此可以使不同的源作为信道化接收机的输入RF信号和LO信号, 进而进行相应的通道一致性测试, 从而完成UWB系统的发射测试。

对于窄脉冲信号实现的UWB系统, 如何测量脉内信号的质量也是我们需要关注的问题。R&S公司基于ZVA/ZVT的脉冲测试选件ZVA-K7选件可以方便的对窄脉冲S参数进行测试。其功能相当于时间分辨率为1 2.5 ns、测试带宽为3 0 M Hz的示波器。脉冲S参数测试的实现框图如图6所示。

摘要：UWB系统的实现方式和传统意义上的窄带系统是完全不同的, 因此如何对UWB系统进行有效测试已成为业界的难点。本文在介绍UWB原理的基础上, 给出了R&S公司相应的测试解决方案, 可以满足UWB客户的测试需求。

关键词：UWB,DS-CDMA,MB-OFDM,矢量网络分析仪ZVT

参考文献

[1]曹瑞, 包空军.超宽带技术的优势及其应用定位[J].科技信息.2008 (4)

[2]田玲, 朱红兵.超宽带射频接收机的研制[J].电子学报.2007 (10)

[3]俞飞, 郭义喜.超宽带通信技术及其在军事通信方面的应用[J].信息安全与通信保密.2005 (7)

[4]周利萍, 汪敏.超宽带通信系统RAKE接收机性能[J].上海大学学报.2005 (8)

[5]徐光明, 李少毅.超宽带通信系统及实现[J].电子工程师.2003 (7)

什么是UWB技术 第2篇

超宽带(UWB)技术始于20世纪60年代兴起的脉冲通信技术，利用频谱极宽的超短脉冲进行通信，又称为基带通信、无载波通信，主要用于军用雷达、定位和通信系统中。UWB技术是一种新颖的无线通信方式，具有传输速率高(达1Gbit/s)、抗多径能力强、穿透能力强、功耗低、成本低、低截获概率、系统复杂度低、与现有其他无线通信系统共享频谱等特点，作为短距离超宽带无线数据传输方式受到人们的普遍关注，已经成为无线个域网(WPAN)的首选技术。

UWB的特点在于不使用载波，而只在需要时发送出脉冲电波，因而大大减少了耗电量。由于这种脉冲电波的宽度控制在1ns以下，需要占用很宽的频带，使之实现几百兆到1Gbit/s以上速率的通信成为可能。

UWB具有传统无线通信系统无法比拟的技术特点。

(1)系统结构的.实现比较简单。UWB不使用载波，它通过发送纳秒级脉冲来传输数据信号。在发射端，UWB发射器直接用脉冲激励天线可采用非常低廉的宽带发射器;在接收端，UWB接收机不需要中频处理。因此，UWB系统结构的实现比较简单。

(2)高速的数据传输。UWB以非常宽的频率带宽来换取高速的数据传输，并且不单独占用现在已经拥挤不堪的频率资源，而是共享其他无线技术使用的频带。一般要求UWB信号的传输范围在10m以内，其传输速率可达500Mbit/s，是实现个人通信和无线局域网的一种理想调制技术。

(3)功耗低。UWB系统使用间歇的脉冲来发送数据，脉冲持续时间很短，一般在0.2～1.5ns之间，有很低的占空因数，因此系统功耗很低，在高速通信时系统的耗电量仅为几百微瓦至几十毫瓦。

(4)安全性高。由于UWB把信号能量弥散在极宽的频带范围内，其信号的功率谱密度低于自然的电子噪声，有用信息完全淹没在噪声中，而采用编码对脉冲参数进行伪随机化后，被截获概率和被检测的概率很低。因此，UWB具有很好的安全性能。

(5)定位精确。冲激脉冲具有很高的定位精度，采用超宽带无线电通信，很容易将定位与通信功能合一。UWB具有极强的穿透能力，可在室内和地下进行精确定位，其定位精度可达厘米级。

UWB系统的建模及仿真 第3篇

关键词：超宽带,低功耗,无线通信,仿真

0 引言

UWB(超宽带)技术作为一种全新技术,因其自身的特点和优势,从其诞生之日起就一直受到人们的关注[2]。近年来,随着对其研究的深入和相关技术的发展,UWB技术的应用范围越来越广,已经从最初的局限于雷达方面逐渐发展到无线通信、目标定位、探测等诸多方面,成为当前研究的热点。

本文根据U W B信号的定义,将M脚本文件与Simulink仿真相结合,建立了UWB信号仿真模型。

1 系统模型研究设计

UWB通信系统采用超短脉冲(脉冲持续时间小于1 ns)作为信息载体,通过有用信息控制超短脉冲相对于定时时刻的位置,即脉冲位置调制(PPM),实现信号调制[3]。在多用户通信情况下,采用跳时扩频多址技术,用伪随机跳时码将超短脉冲的出现时刻随机化。一个跳时码周期内的UWB信号表达式为(1):

其中,αi表示调制码元序列,以等概率取值+1和-1;P(t)为窄脉冲波形;Ts为信息码元持续时间,由Ns帧组成,每1帧里包含1个脉冲;Tf为帧的持续时间;δ为信息码元调制参数,表示脉冲位置调制(PPM)时,单位码元引起的脉冲时移;bi指第i个信息码元,biδ表示由信息调制引起的时移;ciTc表示由跳时码引起的时移,ci为跳时码序列,ci是整数,取值范围是[0,Nk-1];ci为每一个跳时码的持续时问,ciTc表示由跳时码引起的时移,NkTc

本文设计一个具有加性高斯噪声的超宽带发射和接收系统:发射机是直接扩频序列脉冲幅度调制发射机;信道是带有加性高斯噪声的多径通道;接收机采用RAKE接收机。根据UWB信号的定义,信息调制方式选择脉冲幅度调制(PAM).在一个跳时码周期内,建立3大部分,分别实现超宽带信号的产生信号的传输、信号的接收。系统模型如图1所示。

2 超宽带信号发射机、接收机基本结构

2.1 发射机和相关接收机模型

在发射端,数据直接对射频脉冲调制,再通过可编程延时器件对脉冲进一步时延控制,最后通过超宽带天线发射出去。在接收端,信号通过相关器与本地模板波形相乘,积分后通过抽样保持电路送到基带信号处理电路中,由捕获跟踪部分、时钟振荡器和(跳时)码产生器控制可编程延时器,根据相应的时延产生本地模板波形,与接收信号相乘。整个收发信机几乎全部由数字电路构成,便于降低成本和小型化。

2.2 Rake接收机模型

由于U W B信号需要用时域的方法进行分析,多用于户内密集多径(多径可达到30条)的条件下,而且每条路径的信号能量都很小,难以对每条信道做出估计,所以使UWB信号的Rake接收成为可能。Rake接收机使原来能量很小的多径信号经过能量合并后提高的信噪比提高系统性能[5]。

3 超宽带系统各模块基本结构及相关介绍

3.1 脉冲形成模块

脉冲形成器的频谱性能直接决定整个发射机输出的频谱性能。脉冲形成器将前级放大器输出的射频信号经过功分器一分为二路成为各自独立的、幅度可调的信号,并在其中一路引入移相器,利用矢量合成原理,通过合成器将两路信号再合成起来,以达到同时控制射频脉冲形状和相位的功能。通过脉冲形成器对射频脉冲信号进行整形可改善发射频谱旁瓣,并对激励脉冲前后沿期间速调管放大器非线性特性引起的相位失真进行补偿,从而使发射频谱满足指标要求。

脉冲形成器中同相3分贝电桥将输入信号一分为二,各包含一只PIN调制衰减器,独立地调整所通过信号的幅度和形状。脉冲形成器输出部分的同相3分贝电桥将经过调制、衰减、移相的射频信号再合成起来,而两路信号的矢量和决定合成信号的幅度和相位。

为了补偿PIN调制衰减器的温度特性,我们特意加了控温电路。由埋置在PIN调制衰减器基板附近的温度传感器录取信号,经控温电路来控制加热元件,使PIN调制衰减器的基板温度维持在55℃±5℃。

3.2 UWB信道模块

超宽带通信具有传输速率高、抗多径干扰能力强、对现有通信系统干扰小等众多优点,研究超宽带通信的室内信道特性及其随机统计模型具有重要的现实意义,它直接决定了系统调制方式的选择、最大通信速率和最大通信距离等关键指标,指导着超宽带接收机的设计。UWB信道模块图如图2所示。

3.3 UWB信号使能、检测模块

4 UWB系统仿真及其调试

4.1 UWB系统发射信号

发射的二进制源码为11110001,经过脉冲幅度调制,发射出携带信息的高斯脉冲波型。发射波形的输出受多个参数影响,主要是伯努利信号源产生的码元种子,直接扩频序列,数据调制方式和高斯波形的放大倍数与波形持续时间。输出波形随码元变换后表现出不同的形式,同时调制方式的影响也至关重要。系统可以采用BPSK和OOK两种调制方式,虽然OOK调制相对简单,但其抗干扰能力差、解调复杂,所以系统仿真以BPSK方式调制信号为主。系统分别采用不同调制和不同二进制码元,该系统发射机仿真图如图4所示。

4.2 UWB经信道输出和接收信号

发射的调制信号,经过信道损耗和噪声的引入,会发生比较大的变化。影响此波形的主要因素是信噪比的设置,如果信噪比(SNR)设置过低不但信号的输出波形幅度较低,而且码元传输出错率也会较高。再将带有噪声和损耗的信号经过RAKE接收机抽样使能,输出与发射码元同步的信号。接收机的接收时钟必须与信息码元时钟同步。系统可以采用E G、M R、M M S E和W S M R四种分集合并方式,本系统采用EG方式。信号仿真输出信号图如图5所示。

观察图5可见:UWB信道输出带有噪声和损耗的信号,经过RAKE接收机抽样使能,输出与发射码元同步的有效信号,仿真证明该系统模型构建成功。

4.3 UWB系统发射与接收信号的对比

同步发射与接收到的信号进行比较,从而对RAKE接收机性能进行评估。接收机性能评估,如图6所示。图6中显示了发射和接收对比输出的结果。显示窗口有三个文本框,第一个表示数据接收的出错率,第二个文本框表示发射与接收对比出错的个数,第三个文本框表示接收的信息码元数。系统的出错监测参数主要从右边的出错评估器进行设置,它包括五个设置项,信息码元延时,仿真检错延时数值,仿真应用模式,数据输出形式和仿真停止参数。其中,前两个设置至关重要,如果设置不当,即使系统能接收正确仿真结果仍是错误的。信息码元延时,主要用来协调发射数据与接收数据的同步,它与接收机的通道时延,码片时间,码元信息传输速率和抽样时间都有关系,本系统的码元接收延迟时间设置为:

因系统刚运行不能马上处于稳定状态,数据的传输就容易出错,所以软件设计中应考虑将开始传输的几个码元舍去,本系统通过设置检错延时数值来减少仿真出错率,最大程度上保证仿真的正确性。考虑到本系统的信息码元传输时间为:5e-9,所以延时数值应保证大于5纳秒。仿真应用模式用来设置延时的应用范围,本系统将其设置为有效域为整个仿真系统。数据模式主要用来限定输出参数的有效性,本系统设置为端口有效,而不是整个工作空间。仿真停止参数选项默认为自动,系统对其进行设置,当它满足错误码元数为100或最大接收个数为4983时仿真停止。

5 结论

利用软件仿真技术来辅助理论研究,以验证研究结果,是现代科研工作者使用的主要研究方法之一。本文借助MATLAB软件提供的强大计算及仿真功能,为UWB信号的研究建立了仿真模型。本文以MATLAB环境为开发平台设计一个具有加性高斯噪声的超宽带发射和接收系统,经仿真测试带有噪声和损耗的信号经过RAKE接收机抽样使能,能输出与发射码元同步的信号,系统模型构建仿真成功。

参考文献

[1]苏金鹏,王永利.MATLAB7.0实用指南[M].北京:电子工业出版社,2004.

[2]葛利嘉,等.超宽带无线电基础[M].北京:电子工业出版社,2005.

[3]樊孝明.超宽带无线通信极窄脉冲产生的设计与研究[J].桂林电子工业学院,2005.

[4]李振强,王锋,张水莲.超宽带通信系统的Simulink仿真实现[J].计算机仿真,2005,22(5):153-155.

基于空间分集的UWB系统性能分析 第4篇

关键词：2PAM,UWB,多用户,空间分集

0引言

超宽带无线通信技术具有高传输率、低功耗、抗多径和窄带干扰能力强、用户容量大等一系列独特的优点, 近年来已被广泛应用于高数据率短距离无线通信中[1]。

UWB系统现有的多址接入技术包括跳时多址 (THMA) 和DS-CDMA。IEEE80211513a现在的趋势是采用基于THMA多址接入方式。理想信道条件下的THMA的超宽带系统性能已有所研究[5], 而在实际情况下, 多址系统的性能要受到多用户 (MUI) 干扰的影响[2,3]。在多用户环境下, 多接收天线分集起到了抑制干扰信号的作用, 能用于提高系统误码性能 (BER) [4]。

THMA可与PAM、PPM两种调制方式结合使用, 本文针对PAM调制方式分析了基于空间分集的TH-UWB系统误码性能。由仿真结果可以看出, 应用多个接收天线分集可以有效地克服多径衰落, 表现为随着接收天线数的增加, 系统BER性能提高。

1多用户 2PAM-TH-UWB系统描述

典型的PAM-TH-MA UWB系统模型如图1所示。

在TH-UWB系统中, 第u个用户传输的二进制反极性PAM-TH MA信号表示为:

undefined。

式中, aundefined∈{±1}为第u个用户的第j个脉冲传输的二进制的数值;Eundefined为每一个脉冲的传输能量;TS为平均脉冲重复周期;cundefined为第u个用户使用的TH序列的第j个系数;TC为切普宽度;cundefinedTC为由于TH码引起的时移;p (t) 被定义为脉冲形成因子为α的高斯二阶导函数形式的脉冲。

2接收信号及输出

第n个天线参考接收机上的接收信号是来自Nu个传输机所有信号的总和, 信号表达式为:

undefined

式中, Eundefined=βundefinedEundefined, 热噪声cn (t) 为线性高斯白噪声, 其双边功率谱密度为N0/2。

假设接收机接收来自第1个发射机的信号, 接收机与发射机完全同步, 则第n个接收天线上的接收信号被分解为3部分:

rn (t) =rU, n (t) +rMUI, n (t) +cn (t) 。

式中,

undefined

undefined

则采用空间分集的所有N个天线的相关接收机的输出可表示为:

undefined。

可以得到:

Z=ZU+ZMUI+ZC。

式中, ZU、ZMUI和ZC分别代表接收机输出的有用信号、MUI噪声和接收机热噪声。

3SINR和BER性能分析

本文中, 在SGA假设下用户数足够多, ZMUI和ZC服从均值为0方差分别为σundefined和σundefined的高斯分布, 则误码率Prb表达式为:

undefined。

式中, SINR同时考虑热噪声和MUI的影响。假设有用信号能量为Eb, 则SINR可以表示为:

undefined。

如果将热噪声和MUI的影响分开, 则上式可表示为:

undefined。

式中, SNR、SIR分别代表信号与热噪声、信号与MUI干扰的比值。

有用信号能量Eb表达式为:

undefined。

二进制PAM接收机输出热噪声的方差为σ2C, 其表达式为σ2C=NNS (N0/2) 。因此可以得到:

undefined。

式中, Eundefined=NSEundefined。

而SIR的表达式为:

undefined。

式中, ξR=NSTS/Tb=NSTSRb。

综上所述, 可以得到基于SGA假设的2PAM-TH-MA UWB系统的误码率Prb的表达式为:

undefined。

4仿真结果

下面分析有多接收天线的二进制反极性PAM-TH-MA系统的BER性能。在仿真中, 取fc=11011、Tp=110-9、α=0.2510-9, Rb=30106 bits/s, ξR=1。

在干扰用户数分别为5、20、50的情况下, 采用不同天线数所得到的系统BER性能比较结果分别如图2、图3和图4所示。从图中可以看到, 采用多接收天线的分集使得BER性能随着天线数的增加而提高。

5结束语

研究了多用户环境下的有多接收天线的二进制反极性PAM-TH-MA UWB系统, 得到了基于空间分集的多接收天线系统的SINR的表达式。仿真结果表明, 随着天线数的增多, 系统的BER性能提高。

参考文献

[1]GWANG-HYUN GHO, ANDREWS J G.Improved Bit-Error Analysis for Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio Systems[C].Istanbul:ICC, 2006:4763-4767.

[2]RAMIREZ-MIRELES F.Quantifying the Degradation of Combined MUI and Multipath Effects in Impulse-Radio UWB[J].IEEE Transactions on Wireless Communications, 2007, 6 (8) :2831-2836.

[3]LEE, BAEK, KIM KANG, et al.Performance of Multi-User UWB Systems Based on Receive Diversity[C]//Phoenix Park.USA:ICACT, 2008:835-838.

[4]MANOHAR S, SRIKANTH T, VISWANATH, et al.Multiuser Detectors for Multiple Antenna UWB Systems[C].Singapore:ICUWB, 2007:739-744.

UWB系统 第5篇

1 超宽带雷达的系统设计

采用超宽带雷达技术进行设计,其系统的基本结构如图1所示。整个系统分为发射机分系统、接收机分系统和控制与处理分系统。其中,发射机分系统主要包括纳秒级脉冲发射机和发射天线;接收机分系统主要包括接收天线阵列单元、射频放大、高速取样积分检测单元、中频放大、多通道数据采集单元;控制与处理分系统主要包括人机交互界面、主控系统、同步定时系统、波门选通组件、DSP数据处理。

不同于传统雷达,超宽带雷达发射机要有很多特殊性,如脉冲宽度更窄、脉内无窄波。发射机设计时要考虑到重复频率、脉冲峰值功率、波形稳定度、脉冲波形、脉冲拖尾、时基稳定度等重要参数。发射机设计核心是纳秒级脉冲源的设计、通论理论分析和数据对比。笔者选用雪崩三极管全固态微波电路进行高稳定脉冲源的设计。

超宽带雷达接收机同样具有特殊性,如接收带宽很宽,波形保真、灵敏度与动态范围等指标很难兼顾。接收机设计时必须重点考虑以下重要参数:瞬时带宽、灵敏度动态范围、误警概率等。接收机设计的核心是如何在强背景发射、多径干扰条件下实现对真实的微弱目标回波信号进行高灵敏度接收与检测。

超宽带天线的分析设计属于典型的瞬态电磁场范畴,不同于稳态场中频域宽带微波天线的设计思想。雷达天线有很多形式,如按结构形式主要有反射面天线和阵列天线两大类;按天线波束的扫描方式可分为机械扫描天线、电扫描天线和机电扫描结合的天线。结合前期的研究分析,收发天线采用平面印刷蝴蝶振子天线形式。

2 超宽带雷达对人体生命特征信号测量算法

2.1 超宽带雷达测量原理

超宽带雷达基本任务是目标参数的测量,包括距离、速度、角度等。超宽带雷达测距与普通雷达测距原理完全相同,根据雷达首发脉冲延时求解目标距离,见式(1)。

式中:R为目标的距离;tD为收发延时;c为电磁波在空气中的传播速度(即光速)。

在超宽带雷达测距中,由于脉冲宽度极窄,一般仅在纳秒左右;其上升沿非常陡峭,可达数百皮秒,所以利用回波脉冲或者脉冲前沿实现目标测距就可能获得很高的测量精度。

2.2 生命特征检测原理

图2为人体模型监测示意图。在非触式生命特征信号探测中,雷达对呼吸、心跳等微动信号的监测属于典型的近距离、低速度、小尺寸目标信号监测,与传统的雷达信号处理对象不同,非常具有技术难度。超宽带冲击雷达对人体心肺运动等生命特征信号进行监测时,生命特征重点考虑人体呼吸所产生的胸腔扩张起伏变化。假设发射天线与接收天线距离为d0,发射天线辐射出去的超宽带冲击信号穿过空气、墙壁、衣物等遮挡物,遇到人体后部分能量被发射回来,接收天线接收该部分能量。

设人体呼吸造成的胸腔微动g(t)以频率fb呈正弦规律变化,最大幅度为Δd,见式(2)。

胸腔与天线的距离dl表达式见式(3)所示。

假设空间通道传输函数为h(t,τ),背景信号视为静态函数,则胸腔周期性起伏必将在信号传输上表现为一个周期性函数,见式(4)。

胸腔起伏对于电磁脉冲信号的反射回波时延变化τb(t),见式(5)。

式中:c为电磁波在空气中的传播速度。

由以上公式可以看出,胸腔起伏微动对反射回波时延起到了调制作用,引起周期性变化,变化频率与呼吸频率相同。图3为存在周期微动的探测回波示意图。

通过以上的分析可知,超宽带雷达进行生命特征信号监测时,可以根据回波数据中是否存在周期性变化,进而判断生命特征信号并进行参数检测提取,来判断检测目标所处的位置,探测到目标。

3 UWB生命探测仪系统试验分析

基于以上原理,笔者开发了系统样机,并对其进行试验测试。由于不同于一般的雷达系统,所以试验时采用从简单到复杂、由近及远的顺序进行仿真测试。

3.1 室内直射测试

在室内环境进行室内直射测试,对放置在1~20 m区域内的多点进行测试,每个位置点测试时长2min左右,测试场景和结果如图4所示。

3.2 穿墙遮挡测试

在室内进行穿墙测试,生命体(人体模型)置于墙壁后面,置于墙壁另一侧,测试雷达穿透不同厚度墙壁后生命特征信号的监测效果,测试场景及结果如图5所示。

3.3 试验结果分析

经过初步的试验验证,试验样机的各个测试环境下无遮挡(室内直射测试)、有遮挡(室内穿墙测试)能够基本上监测到人体(人体模型),性能指标基本达到要求。为超宽带冲击雷达设计理论产生积极的反馈作用。试验结果初步实现了单个人体的胸腔起伏呼吸生命特征信号的成功提取和检测,后续还需要对多个人体目标周期性运动信号的提取进一步提升系统性能、增加试验的复杂度,逐步应用于更多场合。

4 结束语

超宽带雷达由于自身的特性,成为当今电子领域中研究热点。超宽带雷达生命救援探测设备就是利用超宽带雷达的特性设计而成,理论样机能够成功地监测到近距离、无遮挡、墙体遮挡等生命特征信号,在各种救援场合下可以先一步监测出目标生命特征,为安全救援提供指导,给救援行动提供很大便捷、安全保障,在安防、消防甚至是救援等领域发挥很大的作用。

摘要：利用超宽带雷达所具有的潜在特性,对超宽带冲击雷达在救援行动中对生命特征信号的非触式监测进行理论分析和实验研究。设计超宽带雷达系统;介绍超宽带雷达非接触式生命特征信号监测的基本原理和信号处理方法。室内直射测试和穿墙遮挡测试结果表明,设计的试验样机在各个测试环境下基本上能够检测到人体模型,性能指标基本达到要求。

关键词：UWB雷达,生命探测仪,应急救援

参考文献

[1]梁步阁,朱畅,袁乃昌.超宽带冲击脉冲正交解调接收机系统反射校正算法及其实现[J].信号处理,2007,23(1):83-87.

[2]梁步阁,张光甫,袁乃昌,等.全固态高稳定度纳秒脉冲源的相干合成技术研究[J].强激光与粒子束,2006,18(6):1041-1045.

[3]中航雷达与电子设备研究院.雷达系统[M].北京:国防工业出版社,2005.

[4]ReisenzahnA,BucheggerT,Kaineder G.A ground penetrating UWB radar system[C]//IEEE MTT-S,Ultra-wideband and Ultra-short Impulse Signals,2006.

[5]Malek G M.Hussain,Ultra-Wideband Impulse Radar-An Overview of the Principles[C]//IEEE AES Systems Magazine,1998.

[6]夏登友,商靠定,程晓红,等.灭火救援战斗力综合评估指标体系的研究[J].消防科学与技术,2008,27(4):273-276.

[7]袁宏永,刘炳海,陈晓军,等.图像型火灾智能自动探测与空间定位技术[J].消防科学与技术,1998,17(2):2-4.

UWB系统 第6篇

1 UWB通信系统的TH＿PPM信号的产生

超宽带在无线电通信研究中受到广泛的关注,作为最常用的超宽带调制方式之一,参考文献[2,3]提出的TH_PPM信号产生模型如下:

式中,w(t)表示发送的单周期脉冲;{cj}是PN码序列;{d[j/Ns]}表示信息码序列;Tc为PN码所控制的脉冲时延偏移单位;Tf是无调制时的均匀单周期脉冲的重复周期;δ为信息码{d[j/Ns]}控制的附加时延(有时称为时间调制指数),当信息码为“1”时,有附加时延δ,当信息码为“0”时,无附加时延δ;本文采用重复编码,每NS个单周期脉冲波形传送1个二进制符号;信息码的脉宽TS=NsTf,信息速率RS=1/Ts,从式(1)可知,TH_UWB信号中包括两种时延,即cjTc和δd[j/Ns]。{-jTf-cjTc-δd[j/Ns]}的绝对值表示了用户所发射的冲激脉冲串中第j个脉冲的起点时刻。

2 TH＿PPM信号的设计原理及实现方案

本文基于参考文献[4]提出了另一种简化的TH_PPM信号产生模型,如图1所示。

在图1中,信息码与PN码作用于跳时脉冲形成器输出二者共同控制的跳时脉冲。一般地,信息数据的速率远低于PN码速率,也就是一个信息周期包含着PN码多个周期,可作为一个码片来处理。据此,可以将(1式中的调制偏移量合并,用bjTb表示时延偏移,则TH_PPM信号的表达式可简化为:

其中,bj为受信息码和PN码共同控制的时延偏移系数。

本方案所采用的基带系统模型如图2所示。整个模型由基准时钟产生器、分频器、PN码产生器、信码产生器、二进制加法器、比较器以及PPM信号形成器构成。

图2中,基准时钟产生器输出50 MHz的基准时钟;分频器1是1个2 bit的二进制分频器,用于产生基准脉冲位置比较信号;信息码产生器产生实验用的二进制信息序列;PN码产生器产生伪随机序列,作为地址码;比较器的功能是将跳时脉冲形成器的两种可能输出状态(00,10)与分频器1输出的基准脉冲位置信号(00,01,10,11)在基准时钟的控制下进行现时比较,例如在基准时钟的上升沿,若跳时脉冲形成器的输出状态为10,则只有当分频器的输出也为10时,比较器输出为“1”,否则输出为“0”。由于在设计时,使脉冲形成器输出的某个状态至少保持分频器的一个状态周期时间,因此可保证在一个Tf内状态00、10有唯一的某个状态与分频器1的输出状态对应,而且状态不同,对应的比较输出的信号出现在上升沿的位置不同;PPM信号形成器的作用是在基准时钟的控制下,将比较器输出脉冲进行延迟、倒相和信号合成,便可输出PPM信号。脉冲产生器的作用是把PPM基带信号变换成符合要求的极窄高斯脉冲序列,形成TH_PPM的UWB信号Str(t)。

3 TH＿PPM仿真方案

本系统采用Xilinx公司的ISE9.1软件作为编程平台,用VHDL硬件语言编写程序,用Modelsim硬件仿真软件进行仿真。TH_PPM模块对外共有3个输入输出端口,其中CLK是系统提供的时钟信号,频率为50 MHz,Data_in为信码输入端口,TH_PPM_OUT是该模块的输出端,经过TH_PPM调制后的TH_PPM脉冲信号即从该引脚发送到其他模块。

本方案采用的跳时码周期为31,为了便于实现(主要是便于时钟分频的需要),对其补一位0,得到周期为32的跳时码,故将每32个脉冲构成一帧,由1个周期的跳时码对其进行调制,每个跳时码对应一个脉冲。

TH_PPM信号产生器的VHDL设计顶层电路图模型如图3所示。

该TH_PPM信号产生器由DCM模块、数据缓存器、跳时码ROM、跳时控制模块、PPM产生模块等几大部分组成。DCM模块即数字时钟管理模块,可以在50 MHz系统时钟的基础上通过分频和倍频产生稳定的64 MHz时钟,用于形成基带脉冲。时钟产生模块的作用主要是对DCM产生的高速时钟进行分频,得到用以读取跳时码以及控制脉冲跳时的低速时钟。跳时码存储在ROM模块中,该模块使用Xilinx公司的IP核生成,实现简单,在跳时过程中读写数据方便。跳时控制模块是这部分的核心,它接收ROM送来的跳时码,在高速时钟的控制下产生基带脉冲信号,低速脉冲读取的跳时码控制脉冲信号在一个周期内的位置,并根据跳时码的重复周期将若干个脉冲划分为一帧,便于跳时实现。

4 实验仿真结果及分析

4.1 顶层模块仿真结果分析

图4是TH_PPM模块的Modelsim功能仿真图。它包含输入信号clk(系统时钟)、data_in(信码输入信号)、pulse_out(跳时脉冲信号)以及输出的th_ppm_out(th_ppm调制的脉冲信号)。从图4可以看到,输出的ppm脉冲的间距并不相同,在有跳时脉冲输出的地方,th_ppm_out的间距呈明显宽窄变化。通过放大的仿真图(见图5)更是可以清晰地看到,输入时钟周期为20 ns,th_ppm脉冲宽度为5 ns,输出的th_ppm_out脉冲间距宽度不一。当pulse_out从0变为1时对应的两脉冲间距为25 ns,当pulse_out从1变为0时对应的两脉冲间距为5 ns,其余pulse_out没有变化的时刻两脉冲间距都为15 ns,这三者存在5:3:1的关系,与笔者对PPM设计的预期一致。整个波形直观地反映出系统对输入信码的调制控制关系,从而认为该模块输出的脉冲是经过TH_PPM调制处理了的,满足了设计预期。

4.2 跳时模块仿真结果分析

如图6所示,并行的8位数据data_in从数据缓存器输出串行信号dout,在dout为1的1个跳时码周期内,有跳时脉冲输出,dout为0的其他跳时码周期内,无跳时脉冲输出。把跳时码的32位分成64个时隙,从仿真放大图7可以看到,跳时码为7时,在第7+7个时隙位置有跳时脉冲输出。故跳时模块完成了在跳时码控制下对输入数据的跳时控制,实现了预期功能。

5 实验测试

本实验系统利用学院创新项目超宽带单兵电台中的基带板作为测试平台,将上述的TH_PPM信号产生模块的VHDL设计程序下载并配置到FPGA芯片中,采用Agilen公司54855A型示波器进行观测,采样速率为20 GS/s。图8为所测试的跳时PPM脉冲波形,从中可以看到,脉冲宽度约为5 ns。同时,基准脉冲间距为15 ns,窄脉冲间距5 ns,宽脉冲间距25 ns,这三者满足3:1:5的关系,与本设计相符,达到了设计要求。

本方案首先从波形分析、信号产生、方案设计等几个方面对TH_PPM调制进行了分析;然后运用硬件仿真软件对其进行了硬件仿真;最后在示波器上进行了波形实测。从中看出本方案满足了预期要求,可以在超宽带通信系统中进行实际运用。

参考文献

[1]MOE Z W.Spetral density of random UWB signals[J].IEEE Communications Letters,2002,6(12):526-528.

[2]MOE Z W,ROBERT A S.Ultra-wide band time-hopping spread-spectrum impulse radio for wireless multiple access communications[J].IEEE Transactions Com-munications.2000,48(4):679-691.

[3]MOE Z W,ROBERT A.Comparison of analog and digital impulse radio for wireless mult iple access communications[A].IEEE International Conference on Communica-tions,M0NTREAL,CANADA,June1997:91-95.

UWB系统 第7篇

基于搜索的方法需要在模板和接收信号之间进行多次搜索匹配,复杂度较高,并且性能受搜索步长的影响。本文提出一种基于旋转不变性(ES-PRIT[5])的闭式估计算法。首先对接收信号使用离散傅立叶变换,把多径时延转化成频率估计问题,利用信号的时间旋转不变性构造矩阵束,并证明了多径时延可以从矩阵束的广义特征值估计得到在得到多径时延的估计后,进一步可从一个线性方程组得到多径增益的估计,从而实现同步与信道的联合估计。

1 信号模型

在UWB系统中,一个信息符号由Nf个重复的脉冲串表示,该脉冲串具有如下表达式:

(1)式中p(t)为持续时间纳秒级的短时单脉冲,一般采用高斯函数二阶导数形式的脉冲。Tf表示帧的持续时间,它可能是脉冲持续时间的上百倍。序列cj表示伪随机码,称为跳时码,Tc为码片时间,且满足cjTc

bi∈{-1,1}表示数据符号。UWB信号在传输过程中产生大量的多径传播,一般可将UWB信道的冲激响应表示为抽头延时的形式[3,4]:

(3)式中L表示多径的个数。αl表示多径增益系数。τl表示第l条路径的延时。因此,接收信号可以表示为:

UWB系统的同步可以理解为对τ0的估计。本文的目标是直接给出τ0的闭式估计,并同时给出其他路径的时延估计和所有路径增益的估计。本文算法采用和文献[4]类似的假设:1)信道响应长度小于帧长,即L

2 算法描述

暂时不考虑信道噪声,得到接收端采样信号为:

(5)式中Ts为采样间隔,令Tf为Ts的整数倍且Tf=QTs,易知一个发送符号将对应N=NfQ个接收端采样点,发送符号bi对应的接收端离散信号为ri=[ri(0),ri(0),,ri(NfQ-1)]T,同步估计包含多径时延的估计和发送符号时间下标i的定位。假设第i个时隙为同步跟踪的目标,在接收端构造长度为NfQ的矢量yi,未同步时,易知yi可能包含时隙i-1或i+1对应的数据,不失一般性,假设yi可能包含时隙i-1对应的数据,这时接收矢量yi的数据可以表示为

和文献[4]相似,本文算法假设发送信号包含一定量的训练符号,并且所有训练符号相等。于是对应训练符号的接收矢量ri具有相同的数据。对应训练符号的yi于是可以看成是ri的循环移位:

定义ri(k)的离散傅立叶变换为Ri(k),yi(k)的离散傅立叶变换为Yi(k),于是Yi(k)=Ri(k)ej2πuk/N,接下来考虑Ri(k)的构造。由(5)式知ri(k)是由g(kTs)延时叠加而成。记g(kTs)长度为N的离散傅立叶变换为G(k)。如果τl是Ts的整数倍,则可得到

如果τl不是Ts的整数倍,则(8)式不成立。实际应用中Ts一般很小,可以认为τl除以Ts后的分数部分相对于可忽略不计。于是多径时延为Ts的整数倍。(8)式对所有τl成立。基于(5)式、(8)式得到

下面以(9)式为基础介绍同步估计算法。(9)式可以简写为

(10)式中a=[α0,α1,,αL-1]T,uk=[β0k,β1k,,βkL-1]T,βl=ej2Nπfτl。注意到G(k)在接收端是已知的,对于训练符号,bi在接收端同样也是已知的,定义

注意到uk=Λuk-1,其中Λ=diag[β0,β1,,β]。接收信号一个长度为D的样本矢量zi(k)=[Zi(k),Zi(k+1),,Zi(k+D-1)]T可表示为zi(k)=Auk,其中A=aΛaΛD-1a T,自相关矩阵定义为R=E[z(k)zH(k)],计算得到

(12)式中U=u0 u1uM-1(M代表用于估计相关函数的样本数),I是单位矩阵,σ2是噪声方差。易知自相关矩阵中的信号部分AUUHAH的秩为L,对R进行特征值分解,可以得到Us包含L个最大特征值对应的特征向量。Un包含其他特征向量。可以证明,Us和A张成相同的子空间,称为R的信号子空间[6]。于是Us和A的关系可以用一个可逆矩阵T描述:

令A1是A去掉最后一行得到的矩阵,A2是A去掉第一行后得到的矩阵。易知A2=A1Λ,这一特性称为子空间的旋转不变性[6](ESPRIT)。下面利用这一特性构造矩阵束。令U1是U去掉最后一行得到的矩阵,U2是U去掉第一行后得到的矩阵,得到U1=A1T,U2=A2T=A1ΛT,基于U1,U2可构造以下矩阵束

于是Λ的对角元素是矩阵束(U2,U1)的广义特征值[5]。注意U1,U2具有满列秩,(14)式可转化为U1+U2=T-1ΛT,于是Λ可以通过U1+U2的特征值分解估计得到。在得到多径时延的估计后,可以基于(11)式构造如下关于多径增益的线性方程组:u0 u1uTD'-1a=zD',其中zD'=[Zi(0),Zi(1),,Zi(D'-1)]T,从中可得到多径增益。当存在多个训练符号时,可通过对ri(k)的平均以进一步提高算法性能。

3 仿真结果与讨论

仿真试验中脉冲信号采用二阶高斯脉冲,脉冲宽度为6ns,帧的持续时间为400ns。每个传输符号包含8帧,即Tf=400,Nf=8。信道参数的产生采用802.15标准中的模型[7]。接收端的采样间隔为0.5ns。在构造矩阵束时取L=8,试验中的信噪比(SNR:Signal-to-NoiseRatio)定义为发送信号功率和噪声功率的比值。用归一化均方误差(NMSE:NormalizedMean-Square-Error)衡量估计性能,其定义如下:假设向量v代表实际参数,v表示估计结果,则估计误差按下式计算

比较本文算法和文献[4]ML算法的性能,对本文算法,由估计得到的8条路径的时延和增益构造信道响应。图1,图2分别给出同步估计和信道估计误差的比较。其中训练序列的长度为I=20,对本文算法取M=150。可以看到本文算法的同步估计性能在低信噪比时,差于文献[5]算法;但高信噪比时,优于文献[4]的算法。同时,我们发现文献[4]算法对信道响应长度的估计要求很高,这是因为算法可能存在多个最优解。假设实际信道长度为Lh,同步时延为μ,ν,如果信道长度的估计为Lh+1,则同步估计和信道估计存在以下两个等价的最优解:{μ,ν,hT,0 T}和{μ,ν-1,0,hT T},其中第一个解是目标解,而第二解会造成同步估计误差。

下面讨论本文算法的计算复杂度,只考虑乘法的复杂度。首先算法要对长度为NfQ的接收数据进行快速傅立叶变换,复杂度为O[NfQlg(NfQ)],求自相关函数的复杂度为O[MD 2],然后在对自相关矩阵求特征值分解,复杂度为O[D 3],其他计算量主要来自矩阵求逆和特征值分解,其中矩阵的大小均为LL,于是其复杂度为O[(L)3][5],最终得到本文算法的复杂度为O[NfQlg(NfQ)+O[MD 2]+O[D 3]+O[L3]。实际中L,(M-D)远小于NfQ(如试验中L=8,D=10,NfQ=6 400),于是本文算法的复杂度近似为O[NfQlg(NfQ)],低于文献[5]中的ML算法(复杂度为O[(NfQ)2])。

4 结论

提出一种基于ESPRIT算法的超宽带系统同步和信道联合估计算法,该算法能给出闭式解,并且较现有算法明显降低了计算量。仿真结果显示了本文算法信道估计性能优于现有算法。在高信噪比时同步估计性能优于现有算法。

参考文献

[1]Lottici V D,Andrea A,Mengali U.Channel estimation for UWB communications.IEEE J Select Areas in Commun,2002;20(9):1638—1645

[2]Vijayakumaran S,Wong TF,Equal gain combining for acquisition of UWB signals.Proc of IEEE MILCOM03.Boston,USA,2003:880—885

[3]Yang Liuqing,Giannakis G B,Timing ultra-wideband signals with dirty templates.IEEE Trans Communications,2005;53(11):1952—1963

[4]Franz S,Carhonelli C,Mitra U,Joint semi-blind channel and timing estimation for generalized UWB transmitted reference systems.IEEE Trans Wireless Communicaiton,2007;6(1):180—191

[5]Roy R,Kailath T,ESPRIT-estimation of signal parameters via rota-tional invariance techniques.IEEE Trans Signal Processing,1989;37(7):984—995

[6]张贤达.现代信号处理.北京:清华大学出版社,1997

UWB系统 第8篇

关键词：UWB (超宽带) ,信道模型NLOS (非视距传播) 识别参数

1 序言

近年来, UWB定位技术得到了深入研究和广泛应用。UWB无线电是指带宽超过500MHz的超短脉冲, 持续时间在纳秒级, 此类脉冲经过多径信道后, 会产生很多多径分量, 这些分量在时域具有很强分辨率。正因为如此, 使得UWB信号很适合于进行室内短距离定位。通常利用无线电定位的方法有三种, 即基于到达时间 (TOA) 、到达角度 (AOA) 和接收信号强度 (SS) 的方法。AOA方法测量一个目标节点和几个参考节点之间的角度来进行定位, 而TOA和SS的方法都是基于测距的方法, TOA利用信号的传输时间, 而SS测量接收信号强度从而确定节点之间的距离, 用三角定位的方法完成定位。由于AOA技术需要安装天线阵列, 使得UWB收发信机代价过高, 同时密集多径和信号散射的环境让精确的角度估计很困难, 以无线传感器网络为主要应用的UWB定位系统不适合使用AOA。用SS的方法完成测距需要知道信道特性, 并且没有充分挖掘UWB信号带宽大的特点, 而TOA的方法却能在UWB密集多径的环境中进行有效定位, 发挥其的优越性。

在多径传播的条件下, 利用信号传输时延来估计节点之间的距离, 关键就是要得出直达单径 (DP) 的TOA, 这在视距传播 (LOS) 时可以得到较好的结果, 由于节点之间没有阻碍, 此时接收信号的第一到达单径就是能量最大单径。但当节点之间被障碍物阻挡时, 信号经反射、折射和散射到达接收端, 就会产生非视距 (NLOS) 误差。当信号穿过障碍物时, 可能接收到经过很大衰减但仍能检测的直达单径, 此时该路径的TOA和真实的距离或有微小差别, 但可认为该第一到达路径就是真实的TOA, 只是它和最强路径时间上间隔一定距离。还有一种情况就是经过障碍物的直达路径完全被衰减, 检测不到, 使用第一到达路径就可能导致较大误差。如果能在定位之前识别出信道的状态, 也就是LOS或NLOS, 然后对NLOS误差进行修正, 则可以针对性地估算出直达单径的相对准确位置, 从而提高了定位精度。信道识别技术大都采用参数化的方法, 也就是从接收信号波形提取一系列参数, 利用不同信道环境下参数的差异性做出判决。一个典型的信道脉冲响应如图1, 分别表示LOS和NLOS两种情况。用于NLOS识别的参数很多, 主要有峭度、平均过量延迟和RMS (均方根) 延迟扩展等。我们将对不同信道环境下的这些参数特征作以分析, 从而使其更好的应用在NLOS误差消除及定位系统之中。

2 NLOS识别的参数分析

2.1 多径信道的峭度

对于一段特定的接收信号波形, 或是一个信道脉冲响应, 峭度定义为该波形的四阶矩和二阶矩 (方差) 的平方的比值。峭度反映了数据相对于平均值是平坦的还是有较强峰值存在的。具有较大峭度的数据在平均值附近有明显峰值, 下降地很快, 有很长的拖尾。具有较小峭度的波形在均值附近有平坦的顶部, 而不是剧烈变化的尖峰。LOS信道由于有直达单径等分量存在, 其数据变化剧烈, 而NLOS状态下数据变化较为平坦。于是, 峭度较大的信道更可能是LOS, 反之为NLOS。峭度可用如下公式计算:

这里, 我们根据IEEE802.15.4a信道模型CM1至CM8给出了峭度的概率分布函数, 如图2。从图可知, 对于室内住宅环境 (CM1、CM2) 、室内办公环境 (CM3、CM4) 和工业环境 (CM7、CM8) , 峭度的分布可以提供很好的信息进行信道识别, 但对于室外环境 (CM5、CM6) , 对应的概率密度函数分别不明显, NLOS状态峭度的均值大于LOS状态下峭度的均值, 这和前几种环境相反。这可能是由于在室外环境下, 散射体较多的缘故, 从而导致仅用接收信号的幅度特性还不能较准确地进行识别。

2.2 多径信道的平均过量延迟和均方根延迟扩展

2.3 其它一些识别参数

还有一些识别参数, 如接收信号能量、接收信号的最大幅度等。

3 结论

本文介绍了在密集多径环境下UWB信号的精确测距能力, 其测距精度可达厘米级。指出要得到精确的TOA需要对信道状态进行准确的估计, 信道状态的识别很大程度上取决于对接收波形某些参数的分析判断, 这些参数的取值和分布能够给信道识别和定位提供一定的参考。分析了在IEEE802.15.4a信道模型下脉冲响应的若干参数, 如峭度、平均过量延迟、均方根延迟扩展等的概率分布, 从这些分布图可以看出, 某些参数在不同环境下是有明显差异的, 从而作为识别的判据。

参考文献

[1]Gezici, S, Zhi Tian, Giannakis, G.B., Kobayashi, H, Molisch, A.F.;Poor, H.V.;Sahinoglu, Z.;.Localization via ultra-wideband radios:a look at positioning aspects for future sensor networks[J].Signal Processing Magazine, IEEE, 2005, 22 (04) :70-84.

[2]N.Alsindi;C.Duan;Jinyun Zhang and T.Tsuboi;.NLOS channel identification and mitigation in ultrawideband To Abased wireless sensor networks[C].WPNC 2009.Hannover:IEEE, 2009:59-66.