igbt驱动电路（精选6篇）

igbt驱动电路 第1篇

摘要：提出了一种直接检测IGBT发生短路故障的方法，在详细分析IGBT短路检测原理的基础上给出了相应的IGBT短路保护电路。仿真及实验结果均证明该电路工作稳定可靠，能很好地对IGBT实施有效的保护。

关键词：IGBT短路保护电路设计

固态电源的基本任务是安全、可靠地为负载提供所需的电能。对电子设备而言，电源是其核心部件。负载除要求电源能供应高质量的输出电压外，还对供电系统的可靠性等提出更高的要求。

IGBT是一种目前被广泛使用的具有自关断能力的器件?开关频率高?广泛应用于各类固态电源中。但如果控制不当，它很容易损坏。一般认为IGBT损坏的主要原因有两种：一是IGBT退出饱和区而进入了放大区?使得开关损耗增大；二是IGBT发生短路，产生很大的瞬态电流，从而使IGBT损坏。IGBT的保护通常采用快速自保护的办法?即当故障发生时，关断IGBT驱动电路，在驱动电路中实现退饱和保护；或者当发生短路时，快速地关断IGBT。根据监测对象的不同?IGBT的短路保护可分为Uge监测法或Uce监测法?二者原理基本相似?都是利用集电极电流IC升高时Uge或Uce也会升高这一现象。当Uge或Uce超过Uge?sat?或Uce?sat?时，就自动关断IGBT的驱动电路。由于Uge在发生故障时基本不变，而Uce的变化较大?并且当退饱和发生时?Uge变化也小?难以掌握?因而在实践中一般采用Uce监测技术来对IGBT进行保护。本文研究的IGBT保护电路，是通过对IGBT导通时的管压降Uce进行监测来实现对IGBT的保护。

采用本文介绍的IGBT短路保护电路可以实现快速保护，同时又可以节省检测短路电流所需的霍尔电流传感器，降低整个系统的成本。实践证明，该电路有比较大的实用价值，尤其是在低直流母线电压的应用场合，该电路有广阔的应用前景。该电路已经成功地应用在某型高频逆变器中。

1短路保护的工作原理

图1(a)所示为工作在PWM整流状态的H型桥式PWM变换电路（此图为正弦波正半波输入下的等效电路，上半桥的两只IGBT未画出），图1(b)为下半桥两只大功率器件的驱动信号和相关的器件波形。现以正半波工作过程为例进行分析（对于三相PWM电路，在整流、逆变工作状态或单相DC／DC工作状态下，PWM电路的分析过程及结论基本类似）。

在图1所示的电路中，在市电电源Us的正半周期，将Ug2.4所示的高频驱动信号加在下半桥两只IGBT的栅极上，得到管压降波形UT2?D。其工作过程分析如下：在t1～t2时刻，受驱动信号的作用,T2、T4导通（实际上是T2导通,D4处于续流状态），在Us的作用下通过电感LS的电流增加，在T2管上形成如图1（b）中UT2?D所示的按指数规律上升的管压降波形，该管压降是通态电流在IGBT导通时的体电阻上产生的压降；在t2～t3时刻，T2、T4关断，由于电感LS中有储能，因此在电感LS的作用下，二极管D2、D4续流，形成图1（b）中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形，以此类推。分析表明，为了能够检测到IGBT导通时的管压降的值，应该将在t1～t2时刻IGBT导通时的管压降保留，而将在t2～t3时刻检测到的IGBT的管压降的值剔除，即将图1（b）中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形剔除。由于IGBT的开关频率比较高，而且存在较大的开关噪声，因此在设计采样电路时应给予足够的考虑。

图2IGBT短路保护电路原理图

根据以上的分析可知，在正常情况下，IGBT导通时的管压降Uce(sat)的值都比较低，通常都小于器件手册给出的数据Uce(sat)的额定值。但是，如果H型桥式变换电路发生故障（如同一侧桥臂上的上下两只IGBT同时导通的“直通”现象），则这时在下管IGBT的C～E极两端将会产生比正常值大很多的管电压。若能将此故障时的管压降值快速地检测出来，就可以作为对IGBT进行保护的依据，从而对IGBT实施有效的保护。

igbt驱动电路 第2篇

摘要：介绍了IGBT-IPM智能模块的基本情况和功能特点，并对该智能功率模块的相关电路设计方法和需要注意的问题进行了深入地分析，最后结合SVG装置，详细说明了该模块的应用，并给出了系统硬件结构图。

关键词：IGBT-IPM智能模块;SVG;DSP

1引言

电力系统中大功率电力电子装置的开关元件主要是晶闸管和GTO。但是，随着近年来双极功率晶体管及功率MOSFET的问世以及生产技术的成熟，这些开关元件凭借自身优越的性能逐渐替代了晶闸管和GTO，并朝着节能、轻便、小型化的方向迅速发展。IGBT-IPM?IntelligentPowerModule)智能模块正是其中的代表之一，它将IGBT单元、驱动电路、保护电路等结合在一个模块之中，利用这些优越的特性可极大地提高实际应用系统的稳定性?同时可简化设计的难度?缩小装置的体积。

图1

2IGBT智能模块的主要特点

与过去IGBT模块和驱动电路的组合电路相比，IGBT-IPM内含驱动电路且保护功能齐全，因而可极大地提高应用系统整机的可靠性。本文将要介绍的是富士电机最新推出的R系列IPM智能功率模块7MBP100RA-120的主要特点和使用情况。它除了具有体积小、可靠性高、价格低廉等优点以外，还具有以下主要功能：

●内含驱动电路。该模块同时具有软开关特性，可控制IGBT开关时的dV/dt和浪涌电压;用单电源驱动时，无需反向偏压电源;并可防止误导通。关断时，IGBT栅极低阻抗接地可防止噪音等引起VGE上升而误导通;模块中的每个IGBT的驱动电路都设计了最佳的驱动条件。

●内含各种保护电路。每个IGBT都具有过流保护(OC)、负载短路保护(SC)、控制电源欠压保护(UV)和过热保护(OH)等功能。

图2

●内含报警输出功能。当出现上述保护动作时，可向控制IPM的微机系统输出报警信号。

●包含有制动电路。内含制动单元的IPM模块，用此单元可以抑制PN端子间的电压升高。

图1为该IGBT-IPM智能模块的内部结构图，图中的前置驱动部分包括驱动放大、短路保护、过流保护、欠压闭锁、管心过热保护等功能电路。图中，各个引脚和端子的标号列于表1。

表1IGBT-IPM智能模块的脚及端子标号

端子标号

内容

P,N经过整流变换平滑滤波后的主电源Vd的输入端子。P：+端，N：-端B制动输出端子：再生制动电阻电流的输出端子。不用时，建议接到P或N上U，V，W模块的3相输出端子(1)GNDU,(3)VccUU相上臂控制电源Vcc输入。VccU:+端;GNDU：-端(4)GNDV,(6)VccVV相上臂控制电源Vcc输入。VccV:+端;GNDV：-端(7)GNDW,(9)VccWW相上臂控制电源Vcc输入。VccW：+端;GNDW：-端(10)GND，(11)Vcc下臂公用控制电源Vcc输入。Vcc：+端;GND：-端(2)U，(5)V，(8)W下臂U，V，W相控制信号输入(13)X，(14)Y，(15)Z下臂X，Y，Z相控制信号输入(12)DB，(16)ALMDB为下臂相控制信号输入，ALM为保护电路动作时的报警信号输出

3IGBT智能模块电路设计

IGBT智能模块的电路设计主要分为主电源部分、光耦外围控制部分、缓冲电路部分及散热部分。下面分别对这四部分的设计方法和需要注意的问题进行说明。

3.1主电源电路

富士的IGBT-IPM模块有很多不同的系列，每一系列的主电源电压范围各有不同，在设计时一定要考虑其应用场合的电压范围。600V系列主电源电压和制动动作电压都应该在400V以下，1200V系列则要在800V以下。开关时的最大浪涌电压：600V系列应在500V以下，1200V系列应该在1000V以下，根据上述各值的范围，使用时应使浪涌电压限定在规定的值内，且应在最靠近P、N端子处安装缓冲器(如果一个整流电路上接有多个IGBT模块，还需要在P、N主端子间加浪涌吸收器)。虽然在模块内部已对外部的电压噪声采取了相应的措施，但是由于噪声的种类和强度不同，加之也不可能完全避免误动作或损坏等情况，因此需要对交流进线加滤波器，并绝缘接地，同时应在每相的输入信号与地(GND)间并联1000pF的吸收电容。

3.2光耦外围控制部分

与主电源电路不同，外围控制电路主要针对的是单片机控制系统的弱电控制部分。由于模块要直接和配电系统连接，因此，必须利用隔离器件将模块和控制部分的弱电电路隔离开来，以保护单片机控制系统。同时，IGBT模块的工作状况很大程度上取决于正确、有效、及时的控制信号。所以，设计一个优良的光耦控制电路也是模块正常工作的关键之一。根据IGBT的驱动以及逆变电路的要求?1?，模块内部的IGBT控制电源必须是上桥臂3组，下桥臂1组，总计4组独立的15V直流电源。图2是一种推荐的光耦驱动电路。

图2中给出了几种典型光耦驱动电路，其中三极管与光耦并联型电路对光耦特别有利。下面是控制输入的光耦规格要求：

●CMH=CML>15kV/μs或10kV/μs

●TPHL=TPLH<0.8ms

●CTR>15%

推荐的光耦有：

HCPL-4505，HCPL-4506

TLP759(IGM)，TLP755等。

一般情况下，光耦要符合UL、VDE等安全认证。同时最好使光耦和IGBT控制端子间的布线尽量短。由于初级和次级间常加有大的dv/dt，因此，初、次级布线不要太靠近以减小其间的耦合电容。在使用15V的直流电源组件时，建议电源输出侧的.GND端子不要互联，并尽量减少各电源与地间的杂散电容，同时还应当确保足够大的绝缘距离(大于2mm)。光耦输入用的10μF及0.1μF滤波电容主要是保持控制电压平稳和修正线路阻抗的稳定，其它地方的滤波电容也很必要。另外，控制信号输入端与Vcc端应接20kΩ的上拉电阻，在不使用制动单元时，也应该在DB输入端与Vcc端接20kΩ的上拉电阻，否则，dv/dt过大可能会引起误动作。图3为控制信号的输入电路。其它三组上桥臂控制信号输入电路与图3相同，但3组15V直流电源应分别供电。而下桥臂的4组，则共用一个15V直流电源。

3.3缓冲电路

缓冲电路(阻容吸收电路)主要用于抑制模块内部的IGBT单元的过电压和dv/dt或者过电流和di/dt，同时减小IGBT的开关损耗。由于缓冲电路所需的电阻、电容的功率、体积都较大，所以在IGBT模块内部并没有专门集成该部分电路，因此，在实际的系统之中一定要有缓冲电路，通过电容可把过电压的电磁能量变成静电能量储存起来，电阻可防止电容与电感产生谐振。如果没有缓冲电路，器件在开通时电流会迅速上升，di/dt也很大，关断时，dv/dt很大，并会出现很高的过电压，极易造成IGBT器件的损坏。因此，缓冲电路不仅在IGBT模块中需要，在SVG系统的整流电路中也同样需要。图4给出了一个典型的缓冲电路，有关阻值与电容大小的设计可根据具体系统来设定不同的参数。

4IGBT智能模块在SVG装置的应用

静止无功发生器SVG[3][4][5](StaticVarGenerator)是灵活交流输电系统(FACTS―FlexibleACTransmis-sionSystem)技术中的一个重要内容，它的主要功能是在系统中起到动态无功发生、无功补偿、电压支撑、改善系统稳定的作用。目前，改善电压质量的方法是用传统的SVC(StaticVarCompensator)静态无功补偿装置来减小电压波动及电压不对称，而用机械投切电容器或电抗器消除电压不平衡，用滤波器消除谐波。但是，这些措施的实现及控制都不太灵活，加之设备价格比较昂贵、维修困难，因而在实际系统应用中效果并不是很好。FACTS技术中的SVG装置以其灵活的动态调节性能克服了这些不足。SVG装置的核心部分是逆变电路，它将整流后的直流电压进行逆变以产生与系统相应的交流电压，从而产生所需的交流无功功率。利用IGBT智能模块后，逆变电路无论是在体积、性能、稳定性还是控制方式上都得到了极大地简化。

该系统共分为3个主要部分：第一部分是由IG-BT模块构成的逆变电路，第二部分是由电力二极管构成的全波整流电路，第三部分是由微机构成的检测控制系统。整流电路采用日本富士公司的三相全波整流模块6RI100G-160，该模块的主要作用是将三相线路上的交流电压变为直流输出，从而维持直流电容两端的电压稳定，同时也为逆变电路提供一个直流电压。

微机控制系统是由以ADMC401高速数字信号处理芯片为核心的DSP控制系统组成，它具有极高的处理速度和专门的6路PWM波发生控制引脚，从图5可以看出，DSP控制系统除了完成向IGBT发出控制信号以外，还可完成三相电流和电压的检测、人机交换等功能。电流检测可利用KT100-P型电流传感器来完成，电压检测则利用CHV-50P电压传感器来完成。键盘管理部分选用82C79接口芯片来管理16键的键盘输入。输出显示部分则选用以SED1520为驱动芯片的MGLS-12032A液晶显示模块(LCD)[3]。该模块的显示屏幕一次最多可显示14个1616的点阵汉字，图中只画出了相应的方框图。上述功能均可通过对ADMC401数字信号处理芯片的软件编程来实现。其程序流程图见图6所示。

值得注意的是：本SVG装置中采用的是单桥路控制电路，所以只用到了一个IGBT智能模块，它一共有6个控制点。如果采用多重化结构并使用多个IGBT模块相串联或并联工作，那么将会得到更多的控制点，当然，输出的波形、容量、电压都将会更好。实际上，在SVG系统中，除了IGBT逆变模块以外，还有很多其它的重要组件，因此，要想让SVG系统中的IGBT智能模块正常、高效、安全地工作，还需要装置其余各部件都协调运作，才能够达到预期的控制效果。

5结论

一种IGBT驱动电路的设计 第3篇

1 IGBT的工作特性

IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。当栅极施以正电压时,MOSFET内形成沟道,并为PNP晶体管提供基极电流,从而使IGBT导通。此时从N+区注入到N-区的空穴(少子)对N-区进行电导调制,减小N区的电阻Rdr,使阻断电压高的IGBT也具有低的通态压降。当栅极上施以负电压时,MOSFET内的沟道消失,PNP晶体管的基极电流被切断,IGBT即被关断。

在IGBT导通之后,若将栅极电压突然降至零,则沟道消失,通过沟道的电子电流为零,使集电极电流有所下降,但由于N-区中注入了大量的电子和空穴对,因而集电极电流不会马上为零,而出现一个拖尾时间[2]。

2 驱动电路的设计

2.1 IGBT器件型号选择

1)IGBT承受的正反向峰值电压

考虑到2~2.5倍的安全系数,可选IGBT的电压为1 200 V。

2)IGBT导通时承受的峰值电流

额定电流按380 V供电电压、额定功率30 k VA容量算。选用的IGBT型号为SEMIKRON公司的SKM400GA128D。

2.2 IGBT驱动电路的设计要求

对于大功率IGBT,选择驱动电路基于以下的参数要求:器件关断偏置、门极电荷、耐固性和电源情况等。门极电路的正偏压VGE、负偏压-VGE和门极电阻RG的大小,对IGBT的通态压降、开关时间、开关损耗、承受短路能力以及dv/dt电流等参数有不同程度的影响。门极驱动条件与器件特性的关系见表1。栅极正电压VGE的变化对IGBT的开通特性、负载短路能力和d VCE/dt电流有较大影响,而门极负偏压则对关断特性的影响比较大。在门极电路的设计中,还要注意开通特性、负载短路能力和由d VCE/dt电流引起的误触发等问题(见表1)。

由于IGBT的开关特性和安全工作区随着栅极驱动电路的变化而变化,因而驱动电路性能的好坏将直接影响IGBT能否正常工作。为使IGBT能可靠工作,IGBT对其驱动电路提出了以下要求[3,4]。

1)向IGBT提供适当的正向栅压,并且在IG-BT导通后,栅极驱动电路提供给IGBT的驱动电压和电流要有足够的幅度,使IGBT的功率输出级总处于饱和状态。瞬时过载时,栅极驱动电路提供的驱动功率要足以保证IGBT不退出饱和区。IGBT导通后的管压降与所加栅源电压有关,在漏源电流一定的情况下,VGE越高,VDS就越低,器件的导通损耗就越小,这有利于充分发挥管子的工作能力。但是,VGE并非越高越好,一般不允许超过20 V,原因是一旦发生过流或短路,栅压越高,则电流幅值越高,IGBT损坏的可能性就越大。通常,综合考虑取+15 V为宜。

2)能向IGBT提供足够的反向栅压。在IGBT关断期间,由于电路中其他部分的工作,会在栅极电路中产生一些高频振荡信号,这些信号轻则会使本该截止的IGBT处于微通状态,增加管子的功耗,重则将使调压电路处于短路直通状态。因此,最好给处于截止状态的IGBT加一反向栅压(幅值一般为5~15 V),使IGBT在栅极出现开关噪声时仍能可靠截止。

3)具有栅极电压限幅电路,保护栅极不被击穿。IGBT栅极极限电压一般为±20 V,驱动信号超出此范围就可能破坏栅极。

4)由于IGBT多用于高压场合,要求有足够的输入、输出电隔离能力。所以驱动电路应与整个控制电路在电位上严格隔离,一般采用高速光耦合隔离或变压器耦合隔离。

5)IGBT的栅极驱动电路应尽可能的简单、实用,应具有IGBT的完整保护功能,很强的抗干扰能力,且输出阻抗应尽可能的低。

2.3 驱动电路的设计

隔离驱动产品大部分是使用光电耦合器来隔离输入的驱动信号和被驱动的绝缘栅,采用厚膜或PCB工艺支撑,部分阻容元件由引脚接入。这种产品主要用于IGBT的驱动,因IGBT具有电流拖尾效应,所以光耦驱动器无一例外都是负压关断。

M57962L是日本三菱电气公司为驱动IGBT设计的厚膜集成电路,实质是隔离型放大器,采用光电耦合方法实现输入与输出的电气隔离,隔离电压高达2 500 V,并配置了短路/过载保护电路。M57962L可分别驱动600 V/200 A和600 V/400 A级IGBT模块,具有很高的性价比。本次课题设计中选用的IGBT最大电流400 A考虑其他隔离要求及保护措施,选用了M57962L设计了一种IGBT驱动电路。

图1为M57962L内部结构框图,采用光耦实现电气隔离,光耦是快速型的,适合高频开关运行,光耦的原边已串联限流电阻(约185Ω),可将5 V的电压直接加到输入侧。它采用双电源驱动结构,内部集成有2 500 V高隔离电压的光耦合器和过电流保护电路、过电流保护输出信号端子和与TTL电平相兼容的输入接口,驱动电信号延迟最大为1.5 us。

当单独用M57962L来驱动IGBT时,有三点是应该考虑的。首先,驱动器的最大电流变化率应设置在最小的RG电阻的限制范围内,因为对许多IG-BT来讲,使用的RG偏大时,会增大td(on)(导通延迟时间),td(off)(截止延迟时间),tr(上升时间)和开关损耗,在高频应用(超过5 k Hz)时,这种损耗应尽量避免。另外,驱动器本身的损耗也必须考虑,如果驱动器本身损耗过大,会引起驱动器过热,致使其损坏。最后,当M57962L被用在驱动大容量的IGBT时,它的慢关断将会增大损耗,引起这种现象的原因是通过IGBT的Cres(反向传输电容)流到M57962L栅极的电流不能被驱动器吸收,它的阻抗不是足够低,这种慢关断时间将变得更慢和要求更大的缓冲电容器。

应用M57962L设计的驱动电路见图2。

电源去耦电容C2~C7采用铝电解电容器,容量为100μF/50 V,R1阻值取1 kΩ,R2阻值取1.5kΩ,R3取5.1 kΩ,电源采用正负15 V电源模块分别接到M57962L的4脚与6脚,逻辑控制信号IN经13脚输入驱动器M57962L。双向稳压管Z1选择为9.1 V,Z2为18V,Z3为30 V,防止IGBT的栅极、发射极击穿而损坏驱动电路,二极管采用快恢复的FR107管。

2.4 栅极驱动电阻的选择

使用M57962L,必须选择合适的驱动电阻。为了改善栅极控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡,减小集电极电流的上升率(dic/dt),需要在栅极回路中串联电阻RG,若栅极电阻过大,则IGBT的开通与关断能耗均增加;若栅极电阻过小则使dic/dt过大可能引发IGBT的误导通,同时RG上的能耗也有所增加。所以选择驱动电阻阻值时,要综合考虑这两方面的因素,并防止输出电流IOP超过极限值5 A,RG的选取可以依据公式

对大功率的IGBT模块来说,RGMIN数值一般按下式计算:

这是因为对于大功率的IGBT模块,为了平衡模块内部栅极驱动和防止内部的振荡,模块内部的各个开关器件都会包含有栅极电阻器RG(INT),RG(INT)数值视模块种类不同而不同,一般在0.75~3Ω之间,而f的数值则依靠栅极驱动电路的寄生电感和驱动器的开关速度来决定,所以获得RGMIN的最佳办法就是在改变RG时监测IOP,当IOP达到最大值时,RG达到极限值R[5]GMIN。

但在使用中应注意,RG不能按前面的公式计算,而要略大于RGMIN。如果RG过小会造成IGBT栅极注入电流过大,使IGBT饱和,无法关断,即在驱动脉冲过去的一段时间内IGBT仍然导通。

本设计中要驱动IGBT为大电流的功率器件,所以在选择RG时综合上述的要求,选取RG为3.5Ω。

3 结束语

本设计电路已经成功应用在助航灯恒流调光器电源中,取得较好的实用效果。

摘要：IGBT具有开关速度快、栅极驱动电流小、驱动功率大等特点得到广泛应用。针对IGBT驱动的实际要求,介绍了IGBT工作特性,并利用M57962L设计出一种适用的IGBT驱动电路。

关键词：IGBT,M57962L,驱动电路

参考文献

[1]亢宝位.IGBT的发展概述[J].电力电子,2006(5):10-15.

[2]吴彦龙.10kV高压变频器中IGBT串联均压的研究[D].沈阳:沈阳工业大学,2005.

[3]尹海,李思海,张光东.IGBT驱动电路性能分析[J].电力电子技术,1998(3):86-89.

[4]付永生.IGBT栅极驱动电路的特性分析和应用[J].电气开关,2005(4):40-43.

IGBT驱动及短路保护电路研究 第4篇

关键词：短路保护 驱动电路 IGBT

ICBT是一种具有良好的综合性能的功率开关器件，因此被广泛的应用在了各种变流装置中。由于以往的设计者往往只是对缓冲电路和主回路的设计比较关注，而将其短路保护电路以及IGBT驱动忽视了，这样就导致整机的可靠性在很大程度上受到了这些问题的影响。为了能够有效的解决上述的问题，本文论述了如何对短路保护电路和IGBT驱动进行选择和设计，笔者在此IGBT的驱动电路进行了分析，并对其短路保护功能进行了优化。

1 IGBT在保护和驱动电路方面的要求

1.1 IGBT及其dν/dt保护和短路保护分析

①IGBT的dν/dt保护主要指的是在如果具有过高的集射极间电压变化率，也就是具有较高的dν/dt，就有可能会导致出现IGBT发生动态锁定效应，在严重的情况下还会将IGBT击穿。不仅如此，因为级间等效电容的存在，如果dν/dt过大还会对IGBT造成进一步的影响，致使器件误导通的现象出现。针对这种情况可以使用缓慢降低栅极电压的方式以及对关断缓冲电路进行合理的设计，就能够使dν/dt得到有效降低[1]。②当短路发生时，在IGBT的还没有出现实质性损坏时就对其进行保护关断，就是所谓的IGBT的短路保护。同时在IGBT的短路安全工作区内对I一V在保护关断时的运行轨迹和短路电流进行限制。除了会导致产生热失效之外，器件的锁定效应和电压击穿等现象也与短路电流有着密切的关系。其主要原因在于IGBT的内部存在寄生晶闸管结构，当大于擎住电流的短路电流出现时，IGBT就会出现锁定效应，并丧失了栅控关断能力。采用对短路电流的幅值进行限制的方式就能够对锁定效应的发生起到有效的预防作用。

1.2 IGBT对驱动电路的基本要求分析

IGBT属于一种功率开关器件，因此整机的性能在很大程度上受到了IGBT的工作状态的影响。因此对合理的驱动电路进行选择或者设计就具有十分重要的作用，一般来说，理想的驱动电路必须要保证具备以下几项功能[2]。

①驱动电路必须要将正反向栅极电压VGE提供给IGBT。器件VCES会随着正向VGE的增高而逐渐的降低，这样对器件的通态损耗就会越为有利。然而为了能够对短路电流的幅值起到有效的限制作用，一般需要在20V的范围内对VGE进行控制[3]。②驱动电路必须能够有效的隔离输出和输入信号，而且对驱动电路内部的信号传输的延时进行控制，最好能够达到无延时[4]。③理想的驱动电路在出现过流故障或者短路故障的时候必须要具备短路保护的功能。

2 IGBT驱动和电路保护的措施

笔者以电路保护方案和IGBT驱动为基础，设计了IGBT驱动电路，其具有比较齐全的短路保护功能，具体情况见图1。

图1 IGBT驱动及短路保护电路方案

对输出和输入信号进行隔离的任务可以由其高速光藕6N137来完成，只有75ns的信号传输延时，因此在高频应用场合特别适用。动脉冲功率放大环节主要由V2、V3、V4共同构成。短路信号检测环节主要由D2、R6、Vl、R4等共同构成，快恢复二极管被应用在了其中的D2中，延时缓降栅压功能以及短路信号门限电压比较功能主要是Al、A2、V5等共同实现的，延时封锁输入信号功能主要是由CD4081、V7、LMC555以及V6等实现的[5]。

2.1 分析正常的工作状态

当高电平脉冲信号通过控制电路送来时，V3和光耦6N137可以对其导通，V2、V1进行截止，驱动电路将+l5V的栅极驱动信号提供给IGBT。如果控制电路将低电平脉冲信号送过来，光耦6N137关断，V2、V1进行导通，V4导通，驱动电路将-5V的栅极驱动信号提供给IGBT。

2.2 短路故障状态分析

当短路电流高于设定值时，就可以翻转A1，输出高电平。V5经过2.5μs的延时能够获得导通，从而缓慢的降低B点的位置。此时会有不断下降的栅极驱动电压出现在IGBT中，从而有效的延长了IGBT对短路电流的耐受时间，而延时缓降栅压功能就在这部分电路中实现了。

在成功的导通了V5之后，就可以截止V6，此时如果能够将短路信号进行7μs的维持，则可以翻转LMC555翻转，并输出高电平，从而成功的导通V7。在进行输出信号封锁时可以使用门4081，从而使IGBT的保护关断。如果LMC555在双稳定的工作状态下被翻转，就会将高电平输出，从而就会始终封锁输入信号，并使使用者感到强迫作用，并及时关机，采取有效的措施来排除短路故障。如果在翻转LMC555之前短路故障就已经解除了，则B点电位就会朝着+15V实现自动恢复。在关断IGBT的情况下Vl会导通，这样就使得IGBT导通状态与短路保护电路之间实现了同步。选择恢复二极管为D2主要是为了防止对IGBT进行关断时集电极上的高电压窜入驱动回路中。

高速电压比较器LM319在Al、A2中得到了应用，这样就能够使保护电路的反应速度得以提升；对VZl的稳压值进行调整能够对短路电流門限值进行调节；R9和C4是决定降栅压动作的延迟时间的主要参数；VZ5和C5是决定输入信号的封锁时间的主要参数；对缓降栅压斜率进行控制的电容器是C3，通过对C3参数的调整能够使栅极电压下降斜率得到有效改善。

目前在新开发的等离子喷涂电源中已经成功的运用了该电路，其在恶劣的环境下也具有良好的运行状态。

3 结语

①该驱动电路具有可靠和简单的特点，而且具有较小的输入输出信号传输延时，其选择了-5V以及+15V这两种方案。②其优点在于能够实现延时缓降栅压功能和输入信号的封锁功能，以及短路信号检测功能等，与此同时，其还可以调整封锁输入信号延迟时间、缓降栅压动作延迟时间以及引起保护电路动作的短路电流门限值。IGBT如果在大电流的情况下就可以配合使用LEM电流传感器以及短路保护电路。③该驱动电路需要配备较多的直流电源。

参考文献：

[1]姚文海，程善美，孙得金.大功率IGBT模块软关断短路保护策略[J].电气传动，2014（09）.

[2]陈永真.IGBT短路保护的控制策略分析[J].电气传动，2010（08）.

[3]刘革菊.二代大功率IGBT短路保护和有源钳位电路设计[J]. 山西电子技术，2013（01）.

[4]尹华，刘锐.PWM型DC/DC变换器过流/短路保护电路的设计[J].微电子学，2008（01）.

[5]余琳，黄康，王海军，王剑平，盖玲.绝缘栅双极晶体管串联关键技术[J].强激光与粒子束，2013（05）.

MOS管驱动电路总结doc要点 第5篇

在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，大部分人都会考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等，也有很多人仅仅考虑这些因素。这样的电路也许是可以工作的，但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的。

下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结，其中参考了一些资料，非全部原创。包括MOS管的介绍，特性，驱动以及应用电路。

1，MOS管种类和结构

MOSFET管是FET的一种（另一种是JFET），可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是这两种。

至于为什么不使用耗尽型的MOS管，不建议刨根问底。

对于这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。原因是导通电阻小，且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。下面的介绍中，也多以NMOS为主。

MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制100//造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。

在MOS管原理图上可以看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要。顺便说一句，体二极管只在单个的MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。

2，MOS管导通特性

导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。

NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。

PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。

3，MOS开关管损失

不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有。

MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。

导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。

4，MOS管驱动

跟双极性晶体管相比，一般认为使MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定的值，就可以了。这个很容易做到，但是，我们还需要速度。

在MOS管的结构中可以看到，在GS，GD之间存在寄生电容，而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。

第二注意的是，普遍用于高端驱动的NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压（VCC）相同，所以这时栅极电压要比VCC大4V或10V。如果在同一个系统里，要得到比VCC大的电压，就要专门的升压电路了。很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动MOS管。

上边说的4V或10V是常用的MOS管的导通电压，设计时当然需要有一定的余量。而且电压越高，导通速度越快，导通电阻也越小。现在也有导通电压更小的MOS管用在不同的领域里，但在12V汽车电子系统里，一般4V导通就够用了。

MOS管的驱动电路及其损失，可以参考Microchip公司的AN799 Matching MOSFET Drivers to MOSFETs。讲述得很详细，所以不打算多写了。

5，MOS管应用电路

MOS管最显著的特性是开关特性好，所以被广泛应用在需要电子开关的电路中，常见的如开关电源和马达驱动，也有照明调光。

这三种应用在各个领域都有详细的介绍，这里暂时不多写了。以后有时间再总结 问题提出：

现在的MOS驱动，有几个特别的需求，1，低压应用

当使用5V电源，这时候如果使用传统的图腾柱结构，由于三极管的be有0.7V左右的压降，导致实际最终加在gate上的电压只有4.3V。这时候，我们选用标称gate电压4.5V的MOS管就存在一定的风险。同样的问题也发生在使用3V或者其他低压电源的场合。

2，宽电压应用

输入电压并不是一个固定值，它会随着时间或者其他因素而变动。这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的。为了让MOS管在高gate电压下安全，很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压的幅值。在这种情况下，当提供的驱动电压超过稳压管的电压，就会引起较大的静态功耗。

同时，如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压，就会出现输入电压比较高的时候，MOS管工作良好，而输入电压降低的时候gate电压不足，引起导通不够彻底，从而增加功耗。

3，双电压应用

在一些控制电路中，逻辑部分使用典型的5V或者3.3V数字电压，而功率部分使用12V甚至更高的电压。两个电压采用共地方式连接。这就提出一个要求，需要使用一个电路，让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管，同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题。

在这三种情况下，图腾柱结构无法满足输出要求，而很多现成的MOS驱动IC，似乎也没有包含gate电压限制的结构。

于是我设计了一个相对通用的电路来满足这三种需求。

电路图如下：

图1 用于NMOS的驱动电路

图2 用于PMOS的驱动电路

这里我只针对NMOS驱动电路做一个简单分析：

Vl和Vh分别是低端和高端的电源，两个电压可以是相同的，但是Vl不应该超过Vh。

Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱，用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。

R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。

Q3和Q4用来提供驱动电流，由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降，这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。

R5和R6是反馈电阻，用于对gate电压进行采样，采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈，从而把gate电压限制在一个有限的数值。这个数值可以通过R5和R6来调节。最后，R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制，R4提供了对MOS管的gate电流限制，也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的时候可以在R4上面并联加速电容。

这个电路提供了如下的特性：

1，用低端电压和PWM驱动高端MOS管。

2，用小幅度的PWM信号驱动高gate电压需求的MOS管。

3，gate电压的峰值限制

4，输入和输出的电流限制

5，通过使用合适的电阻，可以达到很低的功耗。

6，PWM信号反相。NMOS并不需要这个特性，可以通过前置一个反相器来解决。

一种低电压高频率采用自举电路的BiCMOS驱动电路 西安电子科技大学 CAD所 潘华兵 来新泉 贾立刚 引言 在设计便携式设备和无线产品时，提高产品性能、延长电池工作时间是设计人员需要面对的两个问题。DC-DC转换器具有效率高、输出电流大、静态电流小等优点，非常适用于为便携式设备供电。目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：（1）高频化技术：随着开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减小，功率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级。（2）低输出电压技术：随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的要求。

这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求。首先，随着开关频率的不断提高，对于开关元件的性能提出了很高的要求，同时必须具有相应的开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作。其次，对于电池供电的便携式电子设备来说，电路的工作电压低（以锂电池为例，工作电压2.5～3.6V），因此，电源芯片的工作电压较低。

MOS管具有很低的导通电阻，消耗能量较低，在目前流行的高效DC－DC芯片中多采用MOS管作为功率开关。但是由于MOS管的寄生电容大，一般情况下NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法。这对于设计高工作频率DC－DC转换器开关管驱动电路的设计提出了更高的要求。

在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路和作为大容性负载的驱动电路。这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作，并且能够在负载电容1～2pF的条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹。本文正是采用了自举升压电路，设计了一种具有大负载电容驱动能力的，适合于低电压、高开关频率升压型DC－DC转换器的驱动电路。电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证，在供电电压1.5V，负载电容为60pF时，工作频率能够达到5MHz以上。

自举升压电路

自举升压电路的原理图如图1所示。所谓的自举升压原理就是，在输入端IN输入一个方波信号，利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD的电平，这样就可以在B端输出一个与输入信号反相，且高电平高于VDD的方波信号。具体工作原理如下。

当VIN为高电平时，NMOS管N1导通，PMOS管P1截止，C点电位为低电平。同时N2导通，P2的栅极电位为低电平，则P2导通。这就使得此时A点电位约为VDD，电容Cboot两端电压UC≈VDD。由于N3导通，P4截止，所以B点的电位为低电平。这段时间称为预充电周期。

当VIN变为低电平时，NMOS管N1截止，PMOS管P1导通，C点电位为高电平，约为VDD。同时N2、N3截止，P3导通。这使得P2的栅极电位升高，P2截止。此时A点电位等于C点电位加上电容Cboot两端电压，约为2VDD。而且P4导通，因此B点输出高电平，且高于VDD。这段时间称为自举升压周期。

实际上，B点电位与负载电容和电容Cboot的大小有关，可以根据设计需要调整。具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论。在图2中给出了输入端IN电位与A、B两点电位关系的示意图。

驱动电路结构

图3中给出了驱动电路的电路图。驱动电路采用Totem输出结构设计，上拉驱动管为NMOS管N4、晶体管Q1和PMOS管P5。下拉驱动管为NMOS管N5。图中CL为负载电容，Cpar为B点的寄生电容。虚线框内的电路为自举升压电路。

本驱动电路的设计思想是，利用自举升压结构将上拉驱动管N4的栅极（B点）电位抬升，使得UB>VDD+VTH，则NMOS管N4工作在线性区，使得VDSN4 大大减小，最终可以实现驱动输出高电平达到VDD。而在输出低电平时，下拉驱动管本身就工作在线性区，可以保证输出低电平位GND。因此无需增加自举电路也能达到设计要求。

考虑到此驱动电路应用于升压型DC－DC转换器的开关管驱动，负载电容CL很大，一般能达到几十皮法，还需要进一步增加输出电流能力，因此增加了晶体管Q1作为上拉驱动管。这样在输入端由高电平变为低电平时，Q1导通，由N4、Q1同时提供电流，OUT端电位迅速上升，当OUT端电位上升到VDD－VBE时，Q1截止，N4继续提供电流对负载电容充电，直到OUT端电压达到VDD。

在OUT端为高电平期间，A点电位会由于电容Cboot 上的电荷泄漏等原因而下降。这会使得B点电位下降，N4的导通性下降。同时由于同样的原因，OUT端电位也会有所下降，使输出高电平不能保持在VDD。为了防止这种现象的出现，又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管，用来补充OUT端CL的泄漏电荷，维持OUT端在整个导通周期内为高电平。

驱动电路的传输特性瞬态响应在图4中给出。其中（a）为上升沿瞬态响应，（b）为下降沿瞬态响应。从图4中可以看出，驱动电路上升沿明显分为了三个部分，分别对应三个上拉驱动管起主导作用的时期。1阶段为Q1、N4共同作用，输出电压迅速抬升，2阶段为N4起主导作，使输出电平达到VDD，3阶段为P5起主导作用，维持输出高电平为VDD。而且还可以缩短上升时间，下降时间满足工作频率在兆赫兹级以上的要求。

需要注意的问题及仿真结果

电容Cboot的大小的确定

Cboot的最小值可以按照以下方法确定。在预充电周期内，电容Cboot 上的电荷为VDDCboot。在A点的寄生电容（计为CA）上的电荷为VDDCA。因此在预充电周期内，A点的总电荷为

Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A}（1）B点电位为GND，因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为0。

在自举升压周期，为了使OUT端电压达到VDD，B点电位最低为VB＝VDD+Vthn。因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为

Q_{B}=(V_{DD}+V_{thn})Cpar（2）

忽略MOS管P4源漏两端压降，此时Cboot上的电荷为VthnCboot，A点寄生电容CA的电荷为（VDD+Vthn）CA。A点的总电荷为

QA2=V_{thn}C_{BOOT}+(V_{DD}+V_{thn})C_{A}（3）

同时根据电荷守恒又有

Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2}（4）

综合式（1）～（4）可得

C_{boot}=frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}=frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}（5）从式（5）中可以看出，Cboot随输入电压变小而变大，并且随B点电压VB变大而变大。而B点电压直接影响N4的导通电阻，也就影响驱动电路的上升时间。因此在实际设计时，Cboot的取值要大于式（5）的计算结果，这样可以提高B点电压，降低N4导通电阻，减小驱动电路的上升时间。

P2、P4的尺寸问题

将公式（5）重新整理后得：

V_{B}=({V_{DD}-V_{thn})frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{thn}frac{C_{A}}{Cpar}（6）

从式（6）中可以看出在自举升压周期内，A、B两点的寄生电容使得B点电位降低。在实际设计时为了得到合适的B点电位，除了增加Cboot大小外，要尽量减小A、B两点的寄生电容。在设计时，预充电PMOS管P2的尺寸尽可能的取小，以减小寄生电容CA。而对于B点的寄生电容Cpar来说，主要是上拉驱动管N4的栅极寄生电容，MOS管P4、N3的源漏极寄生电容只占一小部分。我们在前面的分析中忽略了P4的源漏电压，因此设计时就要尽量的加大P4的宽长比，使其在自举升压周期内的源漏电压很小可以忽略。但是P4的尺寸以不能太大，要保证P4的源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4的栅极寄生电容。

阱电位问题

如图3所示，PMOS器件P2、P3、P4的N-well连接到了自举升压节点A上。这样做的目的是，在自举升压周期内，防止他们的源/漏--阱结导通。而且这还可以防止在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起的闩锁现象。

上拉驱动管N4的阱偏置电位要接到它的源极，最好不要直接接地。这样做的目的是消除衬底偏置效应对N4的影响。

Hspice仿真验证结果

驱动电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证。在表1中给出了电路在不同工作电压、不同负载条件下的上升时间tr和下降时间tf 的仿真结果。在图5中给了电路工作在输入电压1.5V、工作频率为5MHz、负载电容60pF条件下的输出波形。

结合表1和图5可以看出，此驱动电路能够在工作电压为1.5V，工作频率为5MHz，并且负载电容高达60pF的条件下正常工作。它可以应用于低电压、高工作频率的DC－DC转换器中作为开关管的驱动电路。

结论

igbt驱动电路 第6篇

关键词：ccd 驱动时序 放大器

1引言

电荷耦合器件(ccd)是20世纪60年代末期出现的新型半导体器件。目前随着ccd器件性能不断提高。ccd驱动器有两种：一种是在脉冲作用下ccd器件输出模拟信号，经后端增益调整电路进行电压或功率放大再送给用户：另一种是在此基础上还包含将其模拟量按一定的输出格式进行数字化的部分，然后将数字信息传输给用户，通常的线阵ccd摄像机就指后者，外加机械扫描装置即可成像[1]。所以根据不同应用领域和技术指标要求。选择不同型号的线阵ccd器件，设计方便灵活的驱动电路与之匹配是ccd应用中的关键技术之一。

2ccd工作原理

ccd是以电荷作为信号，而不同于其他大多数器件是以电流或者电压为信号，其基本功能是信号电荷的产生、存储、传输和检测。当光入射到ccd的光敏面时，ccd首先完成光电转换，即产生与入射光辐射量成线性关系的光电荷。ccd的工作原理是被摄物体反射光线到ccd器件上，ccd根据光的强弱积聚相应的电荷，产生与光电荷量成正比的弱电压信号，经过滤波、放大处理，通过驱动电路输出一个能表示敏感物体光强弱的电信号或标准的视频信号。基于上述将一维光学信息转变为电信息输出的原理，线阵ccd可以实现图像传感和尺寸测量的功能。

3驱动电路的实现

图像传感器tcd1501c的主要技术指标如下：像敏单元数为5 000；像元尺寸为7μm×7μm；像元中心距为7μm；像元总长为35mm；光谱响应范围为400nm-1000nm．光谱响应峰值波长为550nm，灵敏度为10.4v／lx.s～15.6v／lx.s。使ccd芯片正常工作的驱动电路主要有两大功能：一是产生ccd工作所需的多路时序脉冲；二是对ccd输出的原始模拟信号进行处理，包括增益放大、差分信号到单端信号的转换[2]。最后驱动器输出用户所需的模拟或视频信息。

3.1 基于vhdl的驱动时序设计

本部分的设计是基于xilinx公司的cpld xc9572一pc44-10，在ise6.1环境下开发实现的。ccd器件需要复杂的三相或四相交叠驱动脉冲，多数面阵ccd都是三相或四相驱动，多数线阵ccd都是二相驱动。ccd为容性负载，工作频率高时有一定的功耗，因此需要对cpld输出的复位脉冲rs、移位脉冲(又称光积分脉冲)sh、箝位脉冲cp、采样脉冲sp，以及二相时钟脉冲φ1e、φ2e等各路驱动脉冲采用74hc14进行整形和驱动能力的放大，然后再送至tcd1501c器件的相应输入端，在ccd的模拟信号输出端将得到信号0s和补偿信号dos。tcdl501c正常工作时要有76个哑像元输出，一个扫描行周期内至少应包含有5 076个时钟脉冲，即tsh=5076×φ1e0.1μs，在本设计中tsh=5200×φ1e。由此可见，改变时钟脉冲频率或增加光积分脉冲周期内的时钟脉冲数，可以改变光积分周期，通常φ1e的频率设置为可调节的，这样可以根据ccd器件的实际应用环境灵活运用ccd器件的优点以改变光积分时间。只要条件允许，为降低ccd的电荷转移损失率。ccd驱动脉冲的频率应尽可能小。驱动脉冲的频率降低时，可以在示波器上观察到ccd输出信号幅值明显增强。

3.2 基于ad623的ccd输出信号差分驱动设计

ccd在驱动脉冲的作用下，经移位寄存器顺序输出视频信号，复位脉冲rs每复位一次，ccd输出一个光脉冲信号。差分信号测量电路里差模和共模电压，vdiff是信号差模电压，vcm是信号共模电压，信号输出vout=r2/r1·vdiff=g·vdiff理想状态下，一般差模增益g≥1，而共模增益(％mismatch／100)×g／(g+1)接近于零，因此可以看出共模增益主要是电阻不匹配的函数，在实际测量电路中可能会由于电阻值的微小不匹配而导致两个输入端的共模电压不一致，而使电路的直流共模增益不为零。共模抑制比(cmrr)就是差模增益g与共模增益的比值[3]。用对数形式表示：201g[(100／％mismatch)×(g+1)]。实际工程应用中，电路工作在一个很大的噪声源中，如50hz交流电源线的噪声、设备的开关噪声、无线信号的传输噪声，这些干扰信号作用在差分输入端，将会在输出端产生一个共模信号，因此差分信号处理除了要求有高的dc cmrr．还要有高的ac cmrr。

图2 ccd的os端和dos端输出波形

在电路设计中选用了adi公司的仪器仪表放大器ad623。ad623集成了3路运放，将视频信号及其补偿输出分别送至ad623的反相和同相输入端．在ad623的输出端接一级射极跟随器以增强信号的驱动能力。选用该器件可消除采用普通运放和外围电阻所引起的输出信号的温度漂移。

4结束语