PWM整流电路论文（精选9篇）
PWM整流电路论文 第1篇
众所周知,在传统的整流电路中,晶闸管可控整流装置的功率因数会随着其触发角的增加而变坏,这不但使得电力电子类装置成为电网中的主要谐波因素,也增加了电网中无功功率的消耗[1,2,3]。
PWM整流电路是采用脉宽调制技术和全控型器件组成的整流电路,能有效地解决传统整流电路存在的问题。通过对PWM整流电路进行有效的控制,选择合适的工作模式和工作时序,从而调节了交流侧电流的大小和相位,使之接近正弦波并与电网电压同相或反相,不但有效地控制了电力电子装置的谐波问题,同时也使得变流装置获得良好的功率因数。
1 单相电压型桥式PWM整流电路的结构
单相电压型桥式PWM整流电路最初出现在交流机车传动系统中,为间接式变频电源提供直流中间环节,电路结构如图1所示。每个桥臂由一个全控器件和反并联的整流二极管组成。L为交流侧附加的电抗器,起平衡电压,支撑无功功率和储存能量的作用。图1中uN(t)是正弦波电网电压;Ud是整流器的直流侧输出电压;us(t)是交流侧输入电压,为PWM控制方式下的脉冲波,其基波与电网电压同频率,幅值和相位可控;iN(t)是PWM整流器从电网吸收的电流。由图1所示,能量可以通过构成桥式整流的整流二极管VD1～VD4完成从交流侧向直流侧的传递,也可以经全控器件VT1～VT4从直流侧逆变为交流,反馈给电网。所以PWM整流器的能量变换是可逆的,而能量的传递趋势是整流还是逆变,主要视VT1～VT4的脉宽调制方式而定。
因为PWM整流器从交流电网吸取跟电网电压同相位的正弦电流,其输入端的功率是电网频率脉动的两倍。
由于理想状况下输出电压恒定,所以此时的输出电流id与输入功率一样也是网频脉动的两倍,于是设置串联型谐振滤波器L2C2,让其谐振输出电流基波频率的2倍,从而短路掉交流侧的2倍频谐波[4]。
2 单相电压型桥式整流电路的工作原理
图2是单相PWM电压型整流电路的运行方式相量图,us1(t)设为交流侧电压Us(t)的基波分量,iN1(t)为电流iN(t)的基波分量,忽略电网电阻的条件下,对于基波分量,有下面的相量方程成立,即:
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可以看出,如果采用合适的PWM方式,使产生的调制电压与网压同频率,并且调节调制电压,以使得流出电网电流的基波分量与网压相位一致或正好相反,从而使得PWM整流器工作在如图2所示的整流或逆变的不同工况,来完成能量的双向流动。
假设整流时有:
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调制波为:
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设Ucm为三角载波幅值;us(t)为单极性SPWM波,采用状态空间平均模型分析, us在一个开关周期内的平均值表示为:
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定义正弦脉宽调制比:
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并取:
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则根据相量图,相角表达式为:
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时能否使得交流侧获得高功率因数,此时有:
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从相量图及式(8)可以看出为保持单位功率因数,通过脉宽调制的适当控制,在不同的负载电流下,使向量端点轨迹沿直线AB运动。同理也能得到逆变工况下的运行条件,这里不再赘述。
3 单相电压型PWM整流电路工作过程分析
可以将电压型单相桥式PWM整流电路的4个桥臂看成4个开关,任一时刻应有两个桥臂导通。为避免输出短路1,2桥臂和3,4桥臂都不允许同时导通。因此PWM整流电路有4种工作模式。图3(c)给出PWM整流电路在整流工况下的控制信号时序分布。从图中可以看出随着调制信号的正、负半周变化,电路在如图3(a),(b)所示的短路、整流、短路3个状态中交替变换。因此交流侧电压us(t)是一个单极性PWM波形,输出幅值为±Ud和0;而对应的电感L上压降uL分别取uN,uN-Ud和uN+Ud三种不同的值,这样通过调节调制比m就能有效控制us1,进而使得电路的功率因数为1。
4 单相电压型PWM电路控制策略分析
根据功率平衡原理,系统稳定运行时有下式成立:
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式中:U*d是直流输出参考电压。对式(9)做拉氏变换,得到Id与Ud的传递函数:
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假设PWM开关频率足够高,电流滞环可以使用一个小惯性环节代替,从而产生网侧参考电流I*d到Id的传递关系:
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式中:Ti电流滞环等效时间常数。为了滤除直流电压偏差中的二次纹波,可设计一个低通滤波器,若采用简单的一阶低通滤波器,则截止频率(fc=1/Tc)一般选在二分之一基波频率以下,滤波器传递函数为[5]:
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根据前述分析得到采用直接电流控制策略时单相PWM整流器的控制框图如图4所示。参考电压Udref与直流侧输出电压Ud的差值,经低通滤波器后经PI调节与正弦同步信号相乘,产生参考电流信号isref,与相应的源侧电流反馈信号isf做比较,形成电流偏差信号,这样随着桥入端电平更迭,网侧电流将始终围绕电流给定值升降,把偏差信号加入相应的输入调节电压前馈,经滞环控制就得到调制信号,该调制信号与三角波载波相比较产生开关脉冲,经输出去控制理想开关。
5 单相电压型桥式PWM整流电路的仿真
基于前述分析在Simulink 6.0软件中,对单相电压型PWM整流电路建立仿真电路,如图5所示。
其中各个功能块用子系统封装好。主要有控制功能块:包括电压比较,电流比较,PI,P调节,低通滤波,三角载波信号功能子模块,正弦同步信号输出模块。对全桥整流部分进行了封装,结构和图1所示相同。
系统仿真参数如下:交流侧电网电压220 V,工频直流侧电阻R=10 Ω。主电路储能元件参数为LN=3 mH,C=143 μF。PI参数Ki=2.3,τi=128。
直流侧参考电压仿真结果如图6所示。
从图6中可看出仿真电路稳定运行后交流侧电流为规则正弦波且与交流侧电压同相位。仿真后的电路功率因数稳定后,大于0.995基本接近于1。
6 结 语
整流电路说课稿 第2篇
尊敬的各位专家、评委: 您们好!我是来自扬州邗江中等专业学校的一名电子专业课老师，叫马秋，今天我汇报说课的主题为《整流电路》，敬请各位多多批评指教。首先是说教材：
我所使用的教材是由张金华老师主编的中等职业教育课程改革国家规划新教材《电子技术基础与技能》，该教材能紧紧围绕中等职业教育的培养目标，遵循职业教育的教学规律，体现了“以能力为本位，以实践为主线，以项目为主体的模块化”的特点。教材图文并茂、深入浅出、知识够用、突出技能，教学目标任务明确，是过去教材所不能及的，我深有体会：过去教材注重理论推导，知识的实用性特点不突出，没有以项目为核心实现做中学，学生难学厌学情绪重，教学效果差；由于本课程是电子信息专业学生必修的基础课、主干课，课程的重要性显而易见，就本节课而言，授课的内容属第一章第二模块，主要介绍了整流电路，应该说这部分内容是“整流滤波电路的制作”这一项目中的重点，能否学会学好，对整个项目顺利实施及今后更为复杂的电路学习包括电路的识读、装配、调试、开发具有重要的作用。如何实现教学目标的各项要求，如何让学生学习回归至职教的本意，突出技能的学习，我认为因材施教很重要，适合的就是最好的，就于此，我在分析《整流滤波电路的制作》这一项目的前提
下针对实际情况对教学内容进行了合理选择，重在整流电路的构成特点介绍、参数的选择，涉及电路波形和输入输出电压的关系则通过实验演示、实践操作进行展示求证，通过引领学生看----做----思----结，实现相关理论知识的提升。我对过程性的理论推导采取略讲，个中更关注学生实践能力的提升。考虑到知识的实用性，我增添了整流堆、实际电路图的识读和相关电子产品电路的识别，增加学生学习兴趣，增强学生的识图能力，使教学效果得到明显增强。其次说目标：
教学目标是教师展开教学设计、实施如何教学的依据，电子信息专业旨培养在电子整机生产、服务和管理一线工作技术人员。应具有应用各种电子元件；使用常用电子仪器、仪表；会阅读电子整机线路图；能装配、调试、维修、检验电子设备、电子产品；会使用电子工具书查阅相关专业资料等等的能力。联系到本节课中，对教学目标应作如下确立：
1．知识目标：了解整流电路的作用、原理，会估算桥式整流电路的电压。能正确选择整流元件的参数。
2.能力目标：培养学生观察问题、分析问题、解决问题的能力，能正确识读电子电路中的整流电路。
3.情感目标：渗透科学探究意识，培养综合能力和团队协作意识，增强师生感情，促使学生对本专业更加热爱。三是说教学重难点：
一节课能否对重难点进行正确把握，关乎到教学目标的能否有效实现，反映出一堂课能否成功，对使用什么样的教法学法也有其决定意义。通过对项目的分析和对此模块的认识，我对教学重难点确立如下：
教学重点: 整流电路的作用，整流元件的参数选用，正确识读整流电路。
教学难点: 整流电路的原理和波形分析。整流元件的参数选用。
四是说教法学法：
在设计教法、指导学生学法前，我对所教的班级学情作了深刻分析：
我所教的10电子信息技术班上学期已学习了《电工技术基础》，并安排过一周的技能实习，对正确使用常用的仪表有一定的经验。加之经过前一模块的学习，对二极管特性等也有了较详细的认识，学会了如何用万用表检测二极管。另外该班学生的学习基础偏差，全班女生占87%，数学功底不牢，他们不喜欢传统课堂的理论分析，数据的推理，普遍认为电类专业课难学。不过学生活泼好动，喜欢对动手操作感兴趣，感性知识的学习积极性高，实践的新知更容易接受。
根据这种实际情况，联系本节课教学任务特点，我对教法作了如下设计：总的来说坚持理实一体化的教学模式，具体运用的教法有任务驱动教学、演示教学、启发探究教学、实物运用教学。
整流电路这节课是“整流滤波电路的制作和测试”这一项目中核心内容，所涉及的知识技能在诸多电子产品中应用也很广泛。由于电路的分析、波形图的理解等任务环节的抽象性让学生理解具有很大的难度，更会带来学生厌学，为了避免了繁琐的推理，避开抽象的分析，激发学生兴趣，我采用了演示教学，让学生在实验中观察对比波形，了解整流的作用和不同整流电路的区别，师生一起完成数据的测量和处理，找出电路物理量之间的规律，使其更加直观简单，课堂的氛围也更显友好。在揭示本质原理，上升到理论层面传授时，我则采用引领学生通过看、做、思、结几个环节，来完成重难点的突破，使知识掌握更为牢固。在检验对所学知识的实践应用方面，我通过实物运用教学，用一到两个生活中的电子产品，让学生接触实际整流电路，更加突出本课程的实用性。
教与学密切相关，相互联系，在设计适用的教的同时也要关注学生怎么学的指导，在此我做了如下的学法指导:即观察法、自主探究法、讨论法和归纳法。并将几种学法综合运用到引领学生看、做、思、结几个环节中，即观察演示实验----看；参与演示实验-----做；由观察到的现象，自主探究、质疑思考、讨论上升至理论层面------思；归纳整流电路的知识-------结。
对于补充的整流堆实际运用中知识主要采用观察、探究的方法，培养学生养成善于动脑的习惯。
总之就是设法让学生在学习活动中通过观察发现问题，思考
问题，合作讨论，找到规律，总结规律，实现理论知识的掌握。充分发挥学生的主体性，增强协作意识。五说教学过程的设计：
由于本节课模块化特点，加之我校的专业课排课特点，该模块教学设计为两节课，共计90分钟。
1、导入：（约12分钟）以项目实物导入，明确学习任务。该项目电路是一发光电路，激发学生的学习兴趣，和探究的欲望。
具体过程先复习二极管的单向导电性，然后设疑引入半波整流电路，采用演示实验，部分学生参与，全部学生观察现象，采用演示教学法和学生观察学习法，让学生参与到学习活动中来，符合“以学生为主体，教师为主导”的教学思想。不仅培养学生的观察能力，还能了解实验的过程，为今后独立实验打好基础。
2、质疑归纳：（约8分钟）为什么输出波形是间隔的出现，且一个方向？为什么所测输出电压值还不到输入的一半？
通过观察，发现问题，激发学生思考，互相讨论，发表见解。各组推荐代表，将实验进行总结归纳，活跃课堂气氛，培养学生的自信。
3、理论提升：（约15分钟）
第一步：结合演示实验观察的现象，思考、讨论、分析得到整流的概念、电路、原理、波形。
透过现象看本质，寻因而学，符合学生的认知规律，由于有了直观的认识，稍加分析讨论，学生便能掌握，而且印象深刻。
第二步：结合实验测量出来的数据，找规律，给公式，联系波形特点理解记忆。
第三步：结合电路中元件的串联规律和波形特点，启发学生探究得出二极管参数的选择。
教师结合实验结果，启发学生探究学习，学生通过看、做、思、结，实现理论知识的提升。
4、应用过渡：（10分钟）
教师针对“整流元件参数的选择”这一重点，设计题目，学生自主完成，拓宽学生思维，加深对知识的理解。
检查学生的掌握情况，并及时做出过程性评价，激励学生。通过练习过渡到桥式全波整流电路，让知识的接受循序渐进，更加容易。
5、演示探究：（1２分钟）
教师将四个二极管、指示灯接成桥式整流电路，接到6V的交流电路中，用示波器展示电压波形，引导学生注意观察波形，和半波电路进行比较，找出区别。师生共同完成万用表测量全波电路的输入输出电压值。
部分学生参与，全部学生观察现象，采用演示教学法和学生观察学习法，让学生参与到学习活动中来，观察现象，质疑思考，激发讨论，发表观点。符合“以学生为主体，教师为主导”的教学思想。培养学生的观察能力，也为今后独立实验打好基础。
6、理论提升：（约10分钟）在教师的引导下，实现理论的提升。
第一步：电路原理及波形。学生通过波形对比探究，在教师的引导下概括总结。培养学生的观察总结能力。
第二步：负载电压电流。根据测量结果，联系波形特点，和半波对比后由学生探究得出。使知识点能够前后贯通。
第三步：参数选取。结合电路和波形特点，启发学生探究得出。培养学生勤于动脑，善于思考的习惯。
第四部：视频巩固。加深理解，激发学生兴趣，突破难点。有了前面的“看实验”、“做实验”、“思考讨论”环节，在教师的启发下，完成“结”，实现了实践向理论提升，避免了繁琐的理论分析，轻松突破难点。学生积极参与，提高了学生的分析概括能力。
7、应用反馈：（约6分钟）根据教学目标设计题目进行反馈，让学生通过做题巩固二极管的选择，同时也让学生知道二极管的接法不能错，为后面项目的制作中的故障排除奠定基础。
8、理实结合：（约10分钟）考虑到本模块的实践性较强，为了增强学生的识图能力和实践应用能力，增加了理实结合环节，通过介绍整流堆和各种桥式整流的画法，电路图的识读和电路的识别，实现知识的拓展，让专业理论和实际相接轨。
9、总结评价：（约5分钟）由学生对本次课的所学知识总结，教师进行补充。体现了学生的主体性，教师的主导性。实现知识的系统化，条理化。让学生明白这次课学了什么。
教师着重对学生的学习过程和状态小结、评价，及时运用评价激励学生，建立和谐的师生关系。
10、思考延伸：（约2分钟）为了培养学生的后续学习能力，使及时了解和掌握本专业领域的最新技术，布置学生课后上网查阅资料，进一步熟悉电路中桥式整流的画法，查阅电路中进口电子元件的符号。并思考：桥式全波整流电路的效率较高，应用很广，可是电路一般都需要平滑的，无脉动的直流电，如何将其脉动成分去除呢？带着问题去预习，为下一模块的学习做好铺垫。同时也对下节课的学习充满期待。六说板书设计
呈现本次课的知识框架，有利于学生清晰课堂知识学习的流程，有助于知识的系统化和知识的有效构建，正确把握重难点，对课后复习也大有帮助。七说教学反思
在本节课的教学中，我从演示实验引出，启发学生看、做、思、结，将枯燥的理论推导化难为简，实现了“做中学、练中提”，强调了学生的主体性，培养了学生的自主探究能力和观察问题、分析问题、解决问题的能力，最后通过思考延伸过渡到下个子课题，让学生对学习充满了兴趣和期待。从实际效果看，无论是学生的学习兴趣还是掌握情况都比过去传统的教学方式好得多，课堂更加和谐友好，学生的活动在教师的组织下更加自觉，思维更加敏捷，知识接受的效果得到明显显现。但是演示实验学生的参
与度不够，为了更好的增强教学效果，锻炼学生的能力，在今后的环节中可以尝试着学生分组探究，全面的参与。
回顾一下上课的整个过程，我认为专业课的教学必须遵循“三以一化”的教改理念，教学中要设法让学生参与，在无碍安全的前提下让学生最大化的动起来，古人云：“夫耳闻之，不如目见之，目见之，不如足践之”也正是这个道理。在实践的过程中要充分体现教学的场地、教学的主体、教学的方式和教学的评价的变化。也只有在这样的改革下，职业学校的教育才能跟上时代的步伐和社会的需要。为企业培养出更多合格的技术人才。
PWM整流电路论文 第3篇
关键词：PWM整理器；直接功率控制；模型预测控制；Space Vector Pulse Modulation
DoI：10.15938/j.jhust.2016.06.017
中图分类号：TM461
文献标志码：A
文章编号：1007-2683（2016）06-0090-05
0.引言
整流器作为电力电子装置中交一直流变换的重要组成部分，在各个领域都具有广泛的应用，从20世纪80开始，国内外很多研究人员针对PWM整流器不同的控制策略做出很多的努力，但是较为成熟而且应用最广泛的控制策略是电网电压控制和直接功率控制，一般情况下，PWM整流器主要有两个控制方向：①保证输出直流输出电压与系统给定的参考一致，并且不受外界影响；②确保PWM整流器在单位因数下运行，为了确保得到相应的输出电压，几乎在所有的PWM整流器控制策略中，都采用电压外环控制，与此同时根据不同的控制策略还会采用相应的内环控制，由此构成了一个双闭环控制系统.PWM整流器控制策略中的内环控制主要是由被控对象决定，根据被控对象的不同，可以把控制策略分为电压矢量定向和虚拟磁链矢量定向控制两大类。
随着对PWM整流器结构研究的不断深入，世界各国学者针对不同问题相继提出一系列的控制策略，Lee为了简化信号检测所提出的无电网电动势传感器控制策略，Green利用PWM整流器的输出电流对逆变器的网侧电流进行重构，这种方法为无交流电流传感器的PWM整流器研究奠定了基础，Hasan等为了解决PWM整流器在大范围内的稳定性问题，利用整流器系统中电感和电容的关系，建立了Lyapunov函数，Moran等认为PWM整流器交流侧电流的畸变是由电网的负序分量引起的，并提出了在三相电网不平衡条件下的交流侧电流和直流侧电压的时域表达式，Vincenti等提出一种正序dq旋转坐标系下的前馈控制策略，由于系统所采用的PI控制无法实现无静差控制，会使负序分量重出现2次谐波，所以这种控制策略无法完全消除负序分量的影响，Song等针对这种情况，对Vincenti所提出的方案进行改善，提出一种基于同步旋转dq坐标系下的正序和负序两套独立的控制方案，这样就可以通过PI控制器实现无静差控制，因此这是理论完善的控制方案，数学模型的搭建是PWM整流器控制策略研究的重要理论基础，Green所提出的PWM整流器坐标变换数学模型，降低了建立控制策略数学建模的难度，Rim等人搭建了PWM整理器坐标变换的低频等效模型，Mao H在前人学者研究的基础上提出了一种降阶小信号数学模型，简化了PWM整流器的数学模型和特性分析过程，我国学者史伟伟等建立了基于状态空间平均法的PWM整流器主电路等效数学模型，为系统设计提供了重要的理论依据，本文针对三相电压型PWM整流器的控制策略，提出了一种基于模型预测的直接功率控制策略。
1.传统VO-DPC控制系统
采用VO-DPC系统的三相电压型PWM整流器的系统结构如图l所示。
图1中的控制系统包括直流电压外环和功率内环，主电路包括：交流电压电流检测电路、滤波电感、功率开关管、直流侧电容和负载组成，工作原理：系统通过交流侧的电压电流检测电路检测出电流电压Ua、Ub、Uc。和交流电流ia、ib、ic让后将这6个变量经坐标变换变换到两相静止αβ坐标系或两相旋转dq坐標系下的变量Uα、Uβ、iα、iβ或者Ud、Uq、id、iq然后得到该坐标系下的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，然后将瞬时功率送到滞环比较器中，通过与系统给定的瞬时功率参考值作比较，得到相应的输出量Sn。和Sq，与电源电压矢量位置划分θn共同确定开关矢量表中相应的开关信号Sa、Sb、Sc，通过对功率开关管的导通与关断时间的控制对瞬时功率与直流输出电压进行控制.其中，瞬时有功功率由直流电压外环的PI控制器输出与直流电压确定，瞬时功率设定为O。
2.模型预测控制算法研究
基于模型预测直接功率控制系统的三相电压型PWM整流器系统结构框图，如图2所示。
3.实验验证
本文在matlab/simulink中搭建三相电压型PWM整流器VO-DPC策略系统与MP-DPC策略系统的仿真模型，通过对仿真结果进行对比分析，来证明本文所提出方法的可行性以及有效性。
3.1系统稳态时交流侧电压电流波形
两种方法的系统仿真模型的输入均为220V交流电压，输出为700V直流电压，图3为直流输出侧稳定后交流侧A相电压和电流。
图3可见，这两种控制方法电压和电流的相位均相同.因此，这两种方法均可以达到在单位功率因数下运行的目标，由于VO-DPC策略系统开关频率不固定，导致电流谐波形范围增大，波形波动较大，图4为两种控制策略的傅里叶分析，从图中可以看出，采用电压定向型直接功率控制策略的PWM整流器的电流畸变率高达35.96%，而采用MP-DPC策略的PWM整流器电流畸变率只有5.67%，电流波形得到了很好的改善。
3.2系统稳态时瞬时功率波形
本文针对PWM整流器的两种DPC策略进行研究，这两种策略都是以瞬时有功功率和瞬时无功功率作为控制目标，因此有必要针对功率进行仿真分析，图5为系统稳态时两种策略瞬时功率波形，从图中可以看出，瞬时有功功率与无功功率均在系统所给定参考功率附近波动，有功功率在12kW附近波动，无功功率在0附近波动.通过比较可知，采用MP-DPC策略的功率波形波动较小，稳定性更好。
3.3系统稳态时直流电压波形
两种控制策略的直流输出电压参考值都为700V，图6为两种控制策略的直流电压输出波形，从图中可以看出，两种控制策略都具有较好的电压跟踪效果，但是采用模型预测直接功率控制策略的输出电压的偏差较小，波形的波动更小一些，因此电压跟踪效果更好。
4.结语
通过本节仿真分析可知，两种控制策略均可以达到单位功率因数运行的目标，且电压跟踪效果良好，但是与VO-DPC相比，MP-DPC策略不但能够固定系统开关频率，输入交流电流畸变率低，而且系统仿真波形波动较小，稳定性能良好。
PWM整流电路论文 第4篇
1模型与控制电路设计
三相双向整流器主电路结构如图1所示,采用三相电压源逆变器实现能量双向流动。三相交流母线电压波形如图2所示,在一个周期内根据交流母线相电压的过零点划分为6个区间[1]。
PWM整流器的控制方法采用简单空间矢量下单周控制方法。该控制电路包含4个部分: 区间划分电路、电流选择电路、驱动选择电路和单周控制电路[2]。
( 1) 区间划分电路。用于进行三相电压区间划分,检测三相输入电压矢量处于哪个区间。该部分由3个结构相同的电压比较器U1A、U1B和U2A组成, 通过输入电压与零电平比较进行区间划分。
( 2) 输入电流选择电路。根据电压矢量区间划分信号选择输入的电源电流以确定ip、in相对应的值。
( 3) 驱动选择电路。根据电压矢量区间划分信号确定Qp、Qn相对应的控制主电路开关的导通和关断的驱动信号。
( 4) 单周控制电路,是整个控制电路的核心,控制算法运算的单元。
由于主电路采用桥式结构,为防止上下桥臂发生直通的现象必须加入死区电路,死区形成电路如图3所示。
在三相三桥臂三相三线制和三相四桥臂三相四线制有源电力滤波器中,均需要采样电压为三相电源电压Va、Vb、Vc和直流侧电容电压E。三相电源电压Va、 Vb、Vc采用电压传感器得到,能够实现主电路与控制电路的电气隔离,采样电路共3路,结构相同,其中一路的电路如图4所示,直流侧电容电压E采用采样电阻分压得到。
2电路参数设计
为了系统能够稳定运行,功率主电路直流侧电容电压必须满足一定条件。首先,直流侧电压必须足够高以保证系统工作在升压模式; 第二直流侧电容电压如果过高会提高器件的耐压定额,增加系统成本,同时也降低系统的可靠性; 第三直流侧电压过高会造成系统局部不稳定。直流侧电容电压的取值范围为
本系统中电网电压ua= ub= uc= ( 115 ± 15% ) V( 有效值) ,由式( 1) 可得,直流侧电容电压取值为360 V < E < 480 V。
直流侧电容的主要作用有: ( 1) 缓冲整流器交流侧与直流侧负载建的能量交换,且稳定直流侧电压。 ( 2) 抑制直流侧谐波电压。一般而言,从满足电压环控制的跟随性指标看,直流侧电容应尽量小,以满足直流侧电压的快速跟随控制; 从满足电压环控制的抗扰性指标分析,直流侧电容应尽量大,以限制负载扰动时的直流电压动态压降[3]。
由跟随性指标可根据式( 2) 求得直流侧电容容量的上限值
式( 2) 中,tr为直流侧电压从初始值跃变到直流母线电压E的上升时间。
由抗扰性指标可根据式( 3) 求的直流侧电容容量的下限值[4]
式中,ΔE*为直流侧电压最大动态降落。
由式 ( 2) 和式 ( 3) 可得电容上、下限取值之比 λC为[5]
实际上,式( 4) 的条件一般不能满足,因此应根据实际情况考虑[6]。
在本系统中,要求纹波电压 ΔE不超过直流侧平均电压E的2%[4],即 ΔE = 2% × E,直流侧平均电压E通过PI调节器设置为380 ~ 450 V[7],PWM整流器的功率PN( t) 为6 k W,电源为ua= ub= uc= ( 115 ± 15% ) V( 有效值) /400 Hz。在实际电路中采用两个相同的电解 电容 ( 470 μF/450 V) 并联构成 直流侧电容[8]。
PWM整流器的容量S = 3UI,U为电网相电压有效值[9],I为电网输出相电流有效值。PWM整流器容量为6 k VA,电网额定相电压有效值为115 V。因此,可求得三相电网相电流峰值为25 A。
按照主电路电流电压要求,并留取一定余量,考虑到功率器件的开关速度、驱动电路的简洁、散热快、安装方便,选用6MBP75RA060 IPM智能模块,额定电流为75 A,额定工作直流电压为600 V[10]。
交流侧电感 根据式 ( 5 ) 选取,选取电感 值为0. 8 m H[11]。
3仿真与试验结果
采用上述设计方法的仿真结果如图5和图6所示。
P = 6 k W; Uin= 115 V; f = 400 Hz;fs= 18 k Hz; E = 380 V; L = 0. 8 m H
P = 6 k W; Uin= 115 V; f = 400 Hz;fs= 18 k Hz; E = 380 V; L = 0. 8 m H
如图5和图6所示,当负载在从电网吸收能量和向电网反馈能量两种工作状态转换时,三相交流输入电流能够平滑的转换。在两种模式下,三相交流输入电流均为近似正弦,当负载在从电网吸收能量工作状态时,三相交流输入电流与三相交流输入电压同相,整流器工作在整流模式从电网吸收能量; 当为向电网反馈能量工作状态时,三相交流输入电流与三相交流输入电压反相,整流器工作在逆变模式向电网回馈能量。 Vm的变化反映了整流器工作模式的变化,当负载稳定工作时Vm为一常量,当负载由从电网吸收能量电向电网反馈能量时Vm减小; 当负载向电网反馈能量到从电网吸收能量时Vm增大。
实验波形如图7和图8所示,电压衰减了10倍, 电流为20 m V对应1 A。图7为负载从电网吸收能量时A相输入电压和A相输入电流的实验波形; 图8为负载向电网反馈能量时A相输入电压和A相输入电流的实验波形。由图7可知,负载从电网吸收能量时,A相输入电流为与A相电压同相的正弦波; 由图8可知, 负载向电网反馈能量时,A相输入电流为与A相电压反相的正弦波。
4结束语
三相双象限PWM整流分析 第5篇
PWM控制技术的应用与发展为整流器性能的改进提供了变革性的思路和手段, 它采用全控型器件代替二极管或晶闸管, 以PWM控制方式代替相控整流或不控整流。PWM整流器在完成基本的AC-DC变换、稳定直流电压的同时, 能够实现能量的双向流动, 并使得交流侧电流接近正弦波。PWM整流器不仅可以在单位功率因数下运行, 还可以进行电网无功调节。
三相VSR的控制策略从电流控制的角度可以分为间接控制和直接控制两种, 本文采用的是电流直接控制的矢量控制策略, 在控制方式上采用电压外环电流内环的双闭环控制方式, 其基础是三相VSR的dq数学模型。在实现直流侧电压稳定, 单位功率运行的基础上改变直流侧负载从而实现三相VSR工作状态和工作象限的改变, 观察仿真结果验证控制策略的正确性与可行性, 全面地展现三相VSR在电流直接控制的矢量控制策略下的特性。
1 三相VSR拓扑与工作原理
图1是三相VSR的主电路拓扑结构。图中ea、eb、ec为交流侧电网电压, ia、ib、ic为网侧输入电流, ua、ub、uc为整流桥交流侧电压, udc和idc分别为整流桥直流侧电压和电流, R和L分别为交流侧等效电阻与等效电感, C为直流侧滤波电容, RL为负载等效电阻。
PWM整流的工作原理和PWM逆变有相通的地方, 按照正弦信号调制波和三角载波相比较的方法对桥臂上下开关管进行PWM调制, 就可以在桥臂的交流侧产生相位、幅值可调的电压波形, 如果忽略高次谐波产生的电流脉动, 调制的结果是交流电流为频率与电网频率相同的正弦波。若只考虑基波分量, 则下面矢量方程式 (1) 成立。
式中, 为电网电动势、电网电流矢量;为整流桥的交流侧PWM波的基波分量。从式中可以看出, 当把电网电动势作为参考时, 通过控制电压矢量即可实现对电网电流的控制。
图2是PWM整流器双象限运行图。图2 (a) 中V后于与同相位, 三相VSR工作在整流状态, 为正阻性运行, 电路从电网吸收能量且功率因数为1, 这是PWM整流器基本工作状态。图2 (b) 中超前于与相位恰好相反, 三相VSR工作在逆变状态, 为负阻性运行, 电路向电网反馈能量。电路是从电网吸收能量还是反馈能量, 取决于整流器的工作状态, 而设计需求整流器的工作状态随负载的变化而变化, 即当负载为无源负载或者有源负载电势小于直流电压设定值时, 整流器正阻性运行;当负载为有源负载且负载电势高于直流侧电压设定值时, 整流器负阻性运行, 电路向电网反馈能量。
2 三相VSR数学模型与控制器设计
在三相静止对称坐标系 (a, b, c) 中, 三相VSR开关函数模型为:
式中, sk为单极性二值逻辑开关函数 (k=a, b, c) 。
将三相静止坐标系 (a, b, c) 转换成同步旋转坐标系 (d, q) , 选择dq旋转坐标系中的d轴与电压矢量重合, 进行dq变换可得到dq旋转坐标系下的三相VSR的数学模型为:
在式 (2) 中, 由于交流侧电压源为三相对称正弦交流电ea、eb、ec, 且旋转坐标系的d轴与电压矢量重合, 经过dq变换后得到ed=Em, eq=0, 其中Em为三相对称正弦交流电的幅值, 式 (2) 可以进一步表示为:
控制器可以根据式 (3) 来设计。因为旋转坐标系的d轴与电压矢量重合, 对于dq轴电流分量, 有功功率只与id有关, 无功功率只与iq有关, 直流电压可由id控制。因此, PWM整流器通常采用同步旋转坐标系下的电压电流双闭环控制。
PWM整流器控制框图如图3所示。直流侧电压给定值u*dc与电压外环反馈值udc的差值经过PI调节器来模拟有功电流的给定值id*, 用id*-id的值经PID调节器来模拟, 用iq*-iq的值经PID调节器来模拟。电压外环信号和电流内环信号与给定值按式 (4) 经运算后得到开关桥交流侧电压的dq坐标系下的分量ud和uq, 经dq反变换后作为调制波输入PWM发生器, 产生PWM波控制三相开关桥。
3 仿真模型的建立
根据上述的控制原理, 可以建立如图4所示的Simulink仿真模型。电压外环反馈信号udc、直流侧电压给定值u*dc、交流侧电网电压eabc、交流侧电网电流iabc为控制器DC Regulator的输入量, 控制器按图3控制框图设计, 如图5所示。在直流侧设置了三个负载, 从左到右分别称为负载1, 负载2和负载3, 三个断路器与负载串联控制负载接入直流侧。三个断路器按顺序接通或断开, 断路器B1从0至t1时间接通;t1时断路器B2接通, 消耗功率增大, 可以观察三相VSR直流侧稳压的能力;t2时断路器B3接通, 断路器B1关断, 负载从无源负载变成有源负载且有源负载电势为600V, 大于直流侧电压设定值500V, 三相VSR由正阻性运行转向负阻性运行, 工作象限的改变, 可以观察三相VSR换象的工作情况。
控制器内部如图5所示, PLL模块计算出交流侧电网电压eabc的相位与频率信息以便相关模块完成旋转坐标系的d轴与电压矢量重合的dq变换和反变换。DC Voltage Regulator模块将直流电压给定值u*dc与实际值udc作差后模拟d轴有功电流的给定值id*。Measurement Unit模块根据电压矢量的相位信息对eabc和iabc进行dq变换得到dq旋转坐标系下的电压与电流矢量。Current Regulator模块根据式 (4) 计算出开关桥交流侧电压的dq坐标系下的分量ud和uq, 经m_Phi->Vabc (t) 模块反dq变换得到调制波信号uabc经PWM发生器产生控制信号控制开关桥。
4 仿真结果
本文利用建立起的三相VSR的Simulink模型进行仿真, 仿真的内容是三相VSR维持其无功功率和直流电压稳定, 快速改变运行状态和更换工作象限的能力, 以验证所研究的控制策略的可行性。
仿真参数为电网侧电源电压有效值600V, R=0.01Ω, L=0.0002H, 直流稳压电容C1=C2=0.075F, 直流侧负载RL1=RL2=RL3=1.25Ω, 直流侧负载电势EL=600V, 直流侧电压给定值500V, 无功功率给定值0Var。仿真时间设定为0至1s, 其中t1=0.4s, t2=0.7s, 断路器B2在t1时接通, 断路器B1在t2时关断, 断路器B3在t2时接通。
图6为直流侧电压波形图, 在0.4s前, PWM整流器能够实现直流电压稳定在500V的控制目标, 即使0.4s时突加负载, 直流电压也能迅速恢复。在0.7s时将负载从无源负载换成有源负载, 直流电压稍升高后又迅速恢复。从图6可以看出三相VSR在电流直接控制的矢量控制策略下具有良好的直流稳压性能。
图7为有功功率响应曲线, 在0.4s时突加负载, 直流侧的负载功率增加, 有功功率增加。0.7s时直流侧负载变换为有源负载, 三相VSR从整流模式转换为有源逆变模式, 三相VSR将负载发出的能量向交流网侧输送, 有功功率变为负值。
图8为无功功率响应曲线, 三相VSR稳定工作后无功功率按指令输出为零, 即保持电网侧单位功率因数运行状态。
图9为a相电压与电流波形图。从电压与电流的波形图可以更直观地观察三相VSR的对交流侧电流的控制效果。在0.7s以前三相VSR工作与整流模式, 电流波形近似于正弦波, 且交流电流与电网电压同相位, 实现了功率因数为1的控制目标。在0.4s时直流侧突加负载, 消耗功率增加, 交流电流的幅值增加。在0.7s时负载突然从无源负载变为有源负载, 电流的相位和幅值迅速响应, 0.7s以后三相VSR工作于有源逆变模式, 交流电流与电网电压反相位, 实现了能量向电网的反馈。
5 结束语
随着可再生能源和直流输电在电力系统的发展, PWM整流器也将得到越来越广泛的应用。本文研究结果不仅表明三相VSR采用电压外环电流内环双环控制具有良好的动态特性, 而且表明电流直接控制的矢量控制策略使三相VSR具有可同时实现直流电压恒定、交流电流正弦化、无功功率调节、电能反馈的协调控制功能。
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三相PWM整流器控制策略 第6篇
关键词：三相PWM整流器,模糊控制,功率因数校正
随着经济和科学技术的发展, 在电力电子变流装置中所采用的大量的二极管不控整流电路或是晶闸管相控整流电路在获得了直流电压的同时也会产生大量的谐波, 这些大量的无用谐波进入到电网中将会对电网的供电质量造成严重的影响, 为解决这一难题, 可以在交变整流装置中采用三相PWM整流器作为主要的交变器件, 以此可以在获得直流电压的同时最大限度的减少其对于电网的谐波影响。本文分析了三相PWM整流器中所采用的几种控制方法, 以此来使得网侧电流的正弦化, 提高供电质量。
1 三相PWM整流器的工作原理
整流器的发展经历了不控整流器、相控整流器直至现今所示使用的三相PWM整流器等的一系列的发展历程, 最早的整流器所使用的晶闸管容易导致网侧电压波形的畸变, 从而对电网的供电质量产生严重的影响, 在相控整流器时代, 虽然通过改善了网侧的功率因数, 但是其所产生的谐波影响仍然较大。为更好的确保电网的质量, 通过研发改进, 使用了全控型功率开关取代了原先的功率部件, 研发出了三相PWM整流器。三相PWM整流器是一个能够对交、直流侧都进行控制的四象限运行的交流装置, 其主要是由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路等部分组成。三相PWM整流器交流侧工作关系图如图1所示。在三相PWM整流器工作时其在四象限的工作规律如下:
(1) 在电压矢量工作在AB段时, 整个三相PWM整流器处于整流状态, 当三相PWM整流器在B点运行时, 三相PWM整流器主要由单位功率因数整流控制, 而当三相PWM整流器在A点运行时, 三相PWM整流器则会从电网中吸收感性无功功率。
(2) 当三相PWM整流器矢量在BC段运行时, 整流器仍然处于整流状态, 这一阶段, 三相PWM整流器通过从电网中吸收有用功及容性无功功率, 实现电能传输至直流负载端。
(3) 当三相PWM整流器运行在CD段时, 整个三相PWM整流器处于有源逆变状态, 在这一阶段, 电能将从电网到直流侧转换为从直流侧到电网的逆转变, 同时, 可以在D点时通过采用单位功率因数有源逆变实现对于三相PWM整流器的控制。
(4) 当三相PWM整流器运行在DA段时, 整个三相PWM整流器处于有源逆变状态, 电能将从三相PWM整流器直流侧向电网侧进行传输。
做好对于三相PWM整流器的四象限控制法主要通过:
(1) 控制三相PWM整流器的交流侧的电压从而实现对于三相PWM整流器的间接网侧控制。
(2) 通过对网侧电流的闭环控制来实现对于三相PWM整流器的网侧电流的直接控制。
2 三相PWM整流器的控制策略
三相PWM整流器是一种较为典型的开关非线性控制系统, 其工作状态主要根据的是开关的状态在多个线性系统间的周期性切换的过程。在对三相PWM整流器进行控制时, 三相PWM整流器中的任意一相的PWM相关波形还会与另外两项的开关状态进行相互的影响, 因此需要在做好三相PWM整流器的控制时引起足够的重视。在三相PWM整流器的控制中主要采取的是双闭环的控制策略。
2.1 三相PWM整流器的控制结构
在三相PWM整流器的控制结构中为了使得三相PWM整流器能够获得较为优良的整流输出特性, 在三相PWM整流器整个控制结构主要采用的是由电压环和电流环所组成的双环控制结构, 其中控制用的电压环主要用于对于整流输出电压的控制, 而电流环则主要被应用于对三相PWM整流器网侧单位功率因数正弦波电流的控制。在三相PWM整流器控制结构主电路参数的选择上应当经过充分的、合理的计算确保参数选择的合理性, 提高控制系统的工作性能。在三相PWM整流器直流电压的选择上, 既要使得其能够满足负载对于电压的要求, 同时也要使得其能够使得流过滤波电感中的电流的波形为正弦波, 因此需要选择合理的直流电压。在交流电感值的选择上需要使得电感上的压降尽量取较小的值, 在一个开关周期内交流侧电流的最大超调量尽可能的小。同时还需要控制交流侧的电流谐波失真, 避免其对三相PWM整流器的控制造成影响。在三相PWM整流器直流侧电容的选择上需要确保电压环控制的跟随特性, 并且电容的取值应当尽量较小, 以使得三相PWM整流器的控制系统的直流侧电压能够实现快速的跟踪, 在满足电压环控制的抗扰性能指标的基础上, 应尽量选取较大值的电容, 提高三相PWM整流器的控制性能。
2.2 三相PWM整流器中的双闭环整流系统的控制策略
在三相PWM整流器的控制系统中主要采用的是双环控制, 分别是电流环和电压外环, 在设计多环控制系统中其主要原则是从内环开始逐步向外环扩展。在三相PWM整流器的控制设计中采用的首先是从电流环入手, 设计好三相PWM整流器中的电流调节器, 而后将整个电流环作为是电压调节系统中的一个重要环节, 而后再完成对于三相PWM整流器中电压调节器的设计。在电流环的设计中, 为了确保实际使用时能够满足电流环的快速控制要求, 在做好积分调节器的使用上需要做好相应的控制, 在满足其静态特性的基础上只使用比例调节器, 一般情况下, 首先需要将电流环的增益调节到最大而后在完成对于电压外环增益的调节。在电压外环的设计过程中, 整流器直流电压要远高于线电压的峰值, 在调制比的选择上可以选取。当开关拼音要远远大于电网基波频率时, 可以将电流内环的闭环传递函数简化为一个一阶惯性环节, 同时在结构的选择上, 电压调节器可以选用PI调节器, 将电压采样延时时间与电流内环等效时间常数进行合并, 提高三相PWM整流器控制的设计效果。完成了对于三相PWM整流器控制的设计后还需要根据实际情况进行一定的微调使其选取一组较为优化的PI参数。
在三相PWM整流器的控制方案的设计上, 由于其控制是一个多输入、多输出的非线性控制, 因此, 做好对于三相PWM整流器的控制是一项复杂的工程, 针对非线性的特点, 采用较多的是建立一个小信号的模型来进行线性模拟, 并通过对于三相PWM整流器控制的优化, 可以使得其补偿设计更为简单, 最后通过使用DSP来做好对于三相PWM整流器的控制。根据所建立的三相PWM整流器控制的模型使用两个独立的补偿网络, 从而实现对于有功和无功分分量的控制, 便于对于变换器的单位功率因数的运行, 整个控制系统采用DSP进行控制处理, 通过对三相PWM整流器进行数据采样后, 对于采集好的电压与电流数据进行转换和处理, 在控制中采用PI补偿网络, 将电压环输出作为电流环的参考给定量的有功分量, 电路工作在单位功率因数的条件下, 做好对于三相PWM整流器的控制。在设计电流环PI补偿网络K的零点等于电流环控制对象的极点, 从而抵消电流环控制对象低频极点R/L, 取电流环带宽为开关频率的很小一部分, 完成对于控制系统的补偿后其电流内环近似与一阶惯性环节。在设计电压环PI补偿网络零点等于电压环控制对象的极点, 电压外环带宽多取开关频率的1/60。在整个三相PWM整流器控制系统中的传递函数所涉及的参数多为定量, 同时还需要考虑到实际输入电网的变化范围在一定的范围内, 使得整个控制系统中只有负载量, 从而使得在设计补偿网络时能确保系统在一个大范围内的稳定性。
结语
三相PWM整流器的应用对于减小对于电网的影响, 提高供电质量有着重要的意义。本文在分析三相PWM整流器工作原理的基础上对三相PWM整流器的控制策略进行了简单分析介绍。
参考文献
[1]徐鸿德.电力电子系统建模及控制[M].北京:机械工业出版社, 2005.
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三相电压型PWM整流器设计 第7篇
1. PWM技术基本原理
面积等效原理:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。分别将形状不同冲量相等的电压窄脉冲加在一阶惯性环节上,其输出电流对不同窄脉冲的响应波形相同。
如将图1a)所示的正弦半波电压等分成N等份,并把正弦曲线每一等份所包围的面积都用一个与其面积相等的等幅矩形脉冲来代替,且矩形脉冲的中点与相应正弦等份的中点重合,得到如图1b)所示的脉冲列,就是P W M波形,该PWM波形的脉冲宽度按正弦规律变化,称为SPWM波形。
2. PWM整流器工作原理分析
PWM整流电路按直流储能形式可分为电流型和电压型两大类。
电流型PWM整流器需要较大的直流储能电感以及交流侧LC滤波环节,导致电流畸变、振荡等问题,使其结构和控制相对复杂化,从而制约了电流型PWM整流器的应用与研究。
电压型PWM整流器网侧呈现出受控电流源的特性,其电流控制相对简单。相比较而言,电压型以其简单的结构、较低的损耗、方便的控制等一系列优点独占鳌头。
2.1 单相PWM整流电路
单相桥式PWM整流电路结构如图2。
2.2 三相PWM整流电路
当负载容量较大时,若采用单相桥式整流电路,将造成电网电压的不平衡,影响其他用电设备的正常运行,因此必须采用三相桥式整流电路。三相PWM整流电路工作原理和单相全桥电路相似,只是从单相扩展到三相进行S P W M控制。
3. 三相电压型PWM整流器设计
电力电子装置一般由控制电路、驱动电路、检测电路和以电力电子器件为核心的主电路组成,一般主电路中的电压和电流都较大,而控制电路的元器件只能承受较小的电压和电流,因此在主电路和控制电路之间需要进行电气隔离,同时为了保证电力电子器件和整个电力电子装置正常可靠运行,在主电路和控制电路中附加保护电路也是非常必要的。
3.1 主电路设计
主电路中开关管必须具有承受高电压大电流的性能,参考流经电路的尖峰电流及开关管两端可能出现的过电压,最终选择采用IGBT,如图3所示。
对于三相桥式电压型结构需对三相桥臂施加幅值、频率相等,而相位差为120°的三相对称正弦波调制信号。由于每相桥臂共有两种开关模式,因此三相电压型共有23=8种开关模式,如表1所示。
3.2 IGBT驱动电路设计
开关管IGBT要求的驱动功率小,电路简单,故本文采用一种脉冲变压器隔离的栅极驱动电路,如图4。
控制脉冲ui经晶体管T放大后送到脉冲变压器,由脉冲变压器耦合,并经Dz1、Dz2稳压限幅后驱动IGBT。脉冲变压器的一次侧并联了续流二极管D1,以防止T中可能出现的过电压。R1限制栅极驱动电路的大小,R1两端并联了加速二极管D2来提高开通速度。
3.3 三相电压型PWM整流器仿真
在Matlab的Simulink仿真平台依各模块的设计将全系统的完整方案连接进行仿真,仿真电路如图5。示波器1#通道—输入波形;示波器2#通道—输除波形;示波器3#通道—开关管之前(即未经整流)的波形。
仿真结果如图6所示。
根据系统仿真结果可得出如下结论:
(1)将1、3通道进行对比可知,电网电压波形在此过程中未发生任何变化,几乎和输入的波形保持一致;
(2)通过1、2或1、3通道波形的比较发现整流前后电流的波形发生了较为明显的变化,输出波形的谐波分量几乎为零。
摘要：本文在对比了电压型和电流型PWM整流器的基础上,采用模块化设计思想设计了一种具有工程实用性的三相电压型PWM整流器,包括主电路、驱动电路、检测电路及保护电路的设计,并利用MATLAB进行相关仿真,仿真结果表明本方案达到提高功率因素的目的。
关键词：PWM整流器,三相电压型,功率因素
参考文献
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级联型PWM整流器控制策略研究 第8篇
目前,大容量高耐压的单模块IGBT已经可以做到6500V,600A,但仍然不能满足一些高压大容量变流器的要求。同时,多电平技术还可以带来其它优点,如开关频率降低,电压波形正弦度好,谐波损耗小等,使变流器性能得到优化。
多电平拓扑包含3种基本类型电路:二极管钳位型,电容钳位型,H桥级联型。相比而言,前两种需要直流母线电容均压来提供逆变器工作电源,存在直流母线电容电压的平衡问题,增加了控制的难度。研究表明,在某些负载条件下,将出现母线电压无法控制的情况[2]。而级联型H桥逆变器由于具有模块化结构,独立的工作电源,避免了其它类型拓扑的母线电容电压平衡问题,使得控制相对简单。经过多年的深入研究,其控制技术已经成熟,并形成了规模产品。
2 级联型PWM整流器控制算法
级联型PWM整流器,研究相对较少。它具有与级联型H桥逆变器相同的拓扑结构(见图1),但输入输出端互换,H桥的输入端级联后接入单相电网。该拓扑是级联型H桥逆变器的逆运用,但同样具有重大的现实意义。由于输入侧为多级级联形式,可以直接接入高压电网,从而省去了传统拓扑中的移相变压器,大大减少系统整机的体积、重量与成本;它可以通过控制减小网侧电流的谐波,降低谐波损耗,并在理论上可以实现电网输入的单位功率因数;同时能够4象限运行,系统能量双向流动。用于调速系统时,通过把制动能量回馈到电网,达到节能的效果。因此,级联型PWM整流尤其适合机车牵引、电力推进等场合[3]。级联型PWM整流器虽然与级联型H桥拓扑相同,但在控制策略上有其特点,并不能照搬使用[4,5,6]。因此,本文对级联型PWM整流器进行数学建模,并在此基础上研究控制策略;对该策略进行仿真研究,验证方法的有效性,并分析其控制特点,得到基本的结论。
2.1 数学模型
级联型PWM整流器具有较多的开关状态。对于单级PWM整流(以图1第一级整流桥为例),以桥臂上管导通为“1”,关断为“0”,由于同一桥臂的上下管开关状态相反,因此用左右桥臂上管的开关状态组合即可表示单级PWM整流器的开关状态。显然,单级整流器可以有(0,0),(1,0),(0,1),(1,1) 4种状态。假定整流器输出电压稳定为Udc1,则这4种开关状态对应于整流器交流侧U1的3种电压:+Udc1,-Udc1,0。其中U1=0时存在开关冗余,对应开关状态(0,0),(1,1)。在这里,用开关函数S来表示整流器的开关状态,S取值为+1,-1,0分别代表整流器交流端电压为+Udc1,-Udc1,0 3种情形。同理,多级PWM整流器的开关状态可以用Si(i=1,2,3,)表示。
以3级为例,建立级联型PWM整流数学模型。各个物理量以及正方向如图1所示。以输入电流is,输出电压Udc1～Udc3为状态变量,认为输入电压以及各级负载电流为扰动变量,根据电压电流关系可得状态方程
将式(1)写成状态方程的形式,有
式中:x为状态变量矢量,x=[IsUdc1Udc2Udc3]T;u为开关函数矢量,u=[S1S2S3]T,各个元素取值可以为0,+1,-1;w定义为扰动矢量,w=[UsIL1IL2IL3]T。
系数项表达式为
由于系数矩阵B与状态变量相关,且有含开关函数项u,因此,该数学模型为时变非线性系统。
2.2 控制策略研究
级联型PWM整流器控制目标有:输入功率因数为1,即输入电流的相位与输入电压相同;输出的各级直流电压相等,稳态值为参考值。因此,需要对输入电流、输出电压进行反馈控制。下面分述之。
2.2.1 电流控制
PWM整流器的电流控制有直接法和间接法[7]。由于电流环作为内环,需要有较快的响应速度,因此一般采用直接电流控制法。常用的直接电流控制方法有3种:PI控制、滞环控制、预测控制。本文重点讨论PI控制方法。PI控制中,电流给定值由电压环的输出提供,与电流实际值比较后得到电流误差信号,经过电流调节器输出调制信号,再与载波信号(一般为三角波)作比较得到调制控制脉冲。
调制脉冲与桥臂各个开关脉冲之间的关系由整流器的电压方程决定。
由式(1)得到单级PWM整流器的电压方程
式(2)表述了电网电压极性、电流误差信号的变化趋势与开关状态S的关系(见表1)。根据S的状态可以得到各路桥臂开关的控制脉冲。
电流PI调节器的结构可用图2表示。其中,考虑控制器运算时间、PWM延迟等因素,加入了延迟环节,其传递函数用一个惯性环节近似。
由图2可求得电流调节器的开环传递函数为
通过传递函数可以根据实际设计要求,配置PI参数,使得电流调节器具有较好的动态响应,同时满足稳定性的要求。
2.2.2 电压控制
电压控制的目标是3级整流器的输出电压相等并稳定。采取2种控制策略:一种是使用3个电压调节器分别对3个整流器进行输出电压调节;另一种策略控制3级整流器输出电压的总和,并使整流器输出电压之间相互相等。前一种方法需要较多的调节器,同时产生3路PWM控制信号;后一种方法则只需一路PWM信号,相对结构简单。为简化设计,考虑后一种控制策略。该策略包含总电压的控制与各级电压平衡2部分。
2.2.2.1 总电压控制
把级联型整流器作为一个控制整体,以3级直流母线电压之和作为反馈值与给定值比较,误差信号经过电压调节器后,与电网电压相乘,得到包含电压相位信息的信号,把它作为电流参考值。电压调节器与电流调节器相结合即得到总体控制框图,如图3所示。
2.2.2.2 各级电压平衡策略
将3级直流母线电压从小到大排列为Umin,Umid,Umax,按照表2的控制策略进行控制,在幅值不同阶段给相应的整流器发PWM控制信号。在调节器的作用下,各级直流母线电压趋于相等。从表2可以看出,不管电源电压为何值,均满足式(1)。
3 仿真结果与分析
利用Matlab中的Simulink对所述的控制策略进行仿真。仿真参数为:电网电压Us幅值380V,频率50Hz,Uref=150V,Ls=5mH,Udc1(0)=150V,Udc2(0)=120V,Udc3(0)=130V,R1=R2=60Ω,R3=100Ω,C1=C2=C3=4.7mF。参数选择的目的是验证在不同负载、不同的直流母线电容初始电压条件下,控制策略的有效性。
图4是3级直流母线电压波形。结果表明,尽管电容初始电压、负载电阻有所不同,但是通过对总电压的调节以及各级电压平衡控制,各级整流器输出电压能够很快地达到平衡,稳定在电压参考值150V。同时,可以发现,处于稳定运行时,各级输出电压波形仍含有谐波分量,其频率为100Hz。这是由于输入功率含有2倍频的分量导致的[7]。图5是输入电压电流波形。由图5可见,电流相位与电压相位一致,表明电流调节器能够使电流快速跟踪电压,验证了其有效性。
图6是级联型PWM整流器的交流侧电压波形。可以看到,电压是7电平波形。其最大幅值就是各级整流器输出电压总和。根据仿真参数,电压参考值是150V,而输入电压幅值是380V,因此,每个周期都有3级整流器参与PWM调制。若电压参考值增大为200V,每周期只有两级参与调节,则只能得到5电平的电压波形。可见,电压参考值的设定对整流器的性能具有影响。
图7是t=0.15s时,负载变化(R3:100～33Ω)输入电流与输出电压的波形。由图7可见,随着负载变大,输入电流也增大,而直流母线电压经过很短的时间就达到稳定。稳定时输出电压的二倍频交流分量电压的波动也有所增加。
图8a是调制波波形。这波形并不是正弦波,而是类似于3段调制波形的组合。可以发现,这3部分调制波若加上一定的直流偏置再叠加起来,就可得到一个接近正弦波的波形,它是由电压平衡控制策略所决定的。相对应的整流器输出电流波形局部放大见图8b。可以看到,在调制波的作用下,电流波形也具有分段的特征,通过调节PI参数的手段并不能从根本上改变这一特征。这是该控制策略的缺陷。鉴于此,采用滞环的方法对电流进行控制。图8d是采用滞环电流控制的输入电流波形局部放大图。其中,滞环阈值为0.5A(约10%负载电流)。由于电流误差被限制在一定范围内,使得PI控制中电流突变的部分不再明显,谐波得到较好的抑制。图8c、图8e分别为采用两种控制方法电流的频谱图。可以看到,电流存在3,5,9,11等奇次谐波。采用滞环控制方法的电流THD值比采用PI方法要小。尽管滞环控制存在种种问题,但在这个控制策略下,滞环电流控制在谐波性能上要优于PI控制。
4 结论
本文对级联型PWM整流器的控制策略进行了研究。并进行了仿真和分析。仿真结果表明,该控制策略能够实现对级联型PWM整流器的输出电压和输入电流两大控制目标的控制;为了减小电流谐波,同时对采用滞环控制进行了仿真。结果表明,其控制方法在谐波特性上可获得更好的效果。
参考文献
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PWM整流器并联系统零序电流研究 第9篇
关键词：PWM整流器,并联整流器,零序电流,环流,k控制
0 引言
近几年,整流器在交流供配电系统中得到广泛应用,随着供配电系统对容量和可靠性要求的增加,原有的单一整流器不能满足实际现场需要。整流器并联技术不仅能够增加设备的容量和可靠性,而且可以提高供配电系统效率,减少输出谐波。由于模块化设计有易于供配电系统的重组且灵活性较高,因此,整流器并联结构适合采用模块化设计[1]。
由于逆变器参数的分散性,并联整流器的输出电压以及与连接在网侧的进线电抗难免存在差异,而整流器间输出电压在相位、幅值以及均流电抗中的任何差异都会导致在并联整流器之间产生较大的零序电流,使整流器输出电流同时包含了负载电流分量和零序电流分量。零序电流在2个整流器间导通,使某个整流器功率器件的电流增加,整流器工作在过载状态;而另一个整流器功率器件的电流减小,整流器工作在轻载状态,造成整流器不能平均分担负载,这样不仅增加功率器件的损耗,影响系统的整体性能,降低系统效率,严重时会使系统崩溃[2]。因此,有必要深入分析零序电流产生的原因,以便采取有效措施对零序电流加以抑制,实现PWM整流器并联模块间的负载均分[3,4]。
1 零序电流建模
在单个PWM整流器中,由于没有环流路径,零序电流始终为零。在并联PWM整流器中,由于存在多个环流路径,零序电流不再为零。因此,需要采取相应的措施或者控制策略抑制零序电流。在这里,将零序电流占空比定义为dz,则
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式(1)也可以变换为式(2):
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利用等价变换可将式(2)简化为式(3):
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其中
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由式(4)反求da、db、dc,得到式(5):
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对于单个PWM整流器,Ia、Ib、Ic之和为零,由于不存在零序电流流通路径,尽管整流器中存在零序电压dzUdc/3,但是零序电压输入电流和输出电压不能促使环流的产生。当2个PWM整流器并联之后,由于并联模块间提供了环流通道,则在系统内部就容易产生环流,如图1所示。
系统产生环流,不仅会给功率元件造成额外的损耗,而且环流中的较大幅值部分会超越功率元件以及其它电器元件的保护幅值,从而损坏元器件[5,6,7,8,9]。
从图1可看出,零序电流I0就定义为三相电流之和,可表示为
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在交流侧,三回路可形成如下矩阵等式:
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式中:L1和L2分别为整流器1和整流器2的进线电抗值;R1、R2分别为L1、L2的内阻。
结合式(3)～(6),代入式(7)得
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从式(8)可以分析出零序电流的动态关系:
(1) 并联模块间零序环流是由2个模块的dz(即各个模块零序电流占空比)差异产生的;
(2) 并联模块间零序环流的产生与后续的负载大小及类型无关。
根据上述结论可得到零序电流动态模型,如图2 所示。
2 零序电流控制
基于SVPWM控制策略的PWM整流器并联模型的占空比如图3所示。
从图3可得出:
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式中:da、db、dc分别为Sap、Sbp和Scp的占空比。
则
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从式(10)可看出,不同的PWM结构的dz可以通过控制d0的分配比例控制。基于这一思想,前人提出了一个新控制变量k:
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式中:dppp为零矢量ppp的施加时间,如图4所示。
一般而言,对于2段零矢量nnn的占空比选择 k=0.5,如图3所示。由式(11),式(10)可以改写为
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所以,PWM整流器并联模块的dz差异可表示为
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式中:k1、k2分别表示整流器1和整流器2中引入的新控制变量k。
由式(13)可得到含有新控制变量k的零序电流平均模型,如图5所示。
根据上述分析,可得出2个PWM整流器并联系统控制原理如图6所示。
3 仿真分析
根据图6,利用Matlab/Simulink搭建仿真模型。仿真模型为两电平PWM整流器直接并联形式,如图7所示。
通过上述分析可知,当2个PWM整流器的新控制变量k差异目标为零时,可以在很大程度上达到抑制环流的目的,所以加入零矢量控制器。图8为零矢量控制器k控制(Control k)结构。通过检测环流Iz,与给定环流值0做差,差值经过PI调节器,产生变量k,通过内部控制得出的k值再控制第1组模块的SVPWM信号控制模块的时间匹配子模块,进而控制k值的变化,达到控制环流的效果。
仿真结果如图9、图10所示。从图9可看出,未加k控制的并联模块的环流有较大的波动,有时甚至可以冲到2 A左右;加入k控制后的并联模块的环流得到了一定的抑制,一般在0.2～0.3 A左右,说明k控制在抑制环流方面起到了一定作用;从图10可看出,未加k控制时,由于2个并联模块间的环流幅值比较大,影响了PWM整流器交流侧的电压质量,出现了一些毛刺;加入k控制后,环流幅值相应减小,PWM整流器交流侧的电压波形的毛刺有了一定的减小,这也说明k控制在抑制环流方面起到了一定作用。
以上仿真结果说明了第1节得出的第1条结论:并联模块间零序环流的产生是由2个模块的dz差异产生的。
为观察并联模块在负载变化时环流的表现情况,仿真过程中在1.0 s处, R1并联接入R2两端(R1=R2),负载减半(负载连接方式如图7所示),负载电流变化波形如图11所示。此时,观察2个模块间的环流情况,如图12所示,从中可看出,不管是否加入k控制,2个模块间的环流幅值、频率都没有发生变化。
以上仿真结果说明了第1节得出的第2条结论:并联模块间零序环流的产生与后续的负载大小及其类型无关。
4 结语
分析了PWM整流器并联系统零序电流产生的原因,介绍了基于k控制的PWM整流器并联系统零序电流控制原理。仿真结果表明,k控制可抑制PWM整流器并联系统零序环流,但还没有达到完美的抑制效果,大量毛刺的存在可能会给并联模块中的元器件造成一定的伤害,这将成为以后研究的重点。
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