频率保护的改进（精选8篇）

频率保护的改进 第1篇

本文针对频率异常时产生的影响, 对机组在不同方式运行时, 详细的介绍了对频率保护逻辑的具体改进方法, 并对具体改进的实施提出了自己的具体方案。

1目前频率保护一般设计

频率保护作为电厂发电机组重要的保护, 频率保护主要用于保护汽轮机不受低频共振的影响。由于汽轮机的每一片叶片都有一固定的共振频率, 当频率接近或等于该频率时, 可能发生共振, 从而引起叶片的共振而损坏汽轮机。

目前的频率保护电压取自发电机机端电压, 采集量反应系统的频率变化, 并受到出口断路器的辅助触点闭锁。当该触点断开, 即发电机退出运行时, 频率保护也将自动退出运行。

2目前设计的分析

电厂中, 发电机定子电压经过主变升压最终到系统, 在这过程中有的厂没有厂用系统, 而有的厂都会有自己的厂变带载自己的厂用系统, 图1为某厂的一次系统图。

对于目前的设计, 开放频率保护的条件为主变高压侧的开关位置, 其逻辑见图2。

大型汽轮发电机运行中允许其频率变化的范围为48.5~50.5Hz, 低于48.5Hz时, 累计运行时间和每次持续运行时间达到定值, 保护动作于信号或跳闸。

在主变高压侧开关DL1在合位的时候, 频率保护开放频率检测元件通过机端电压检测系统的频率, 在频率低于定值且累计时间到定值的时候, 保护动作。

但是其缺陷也是显而易见的, 当发电机带自己的厂变系统孤岛运行时, DL1处于分闸位置, 此时频率保护是被闭锁的, 这时候保护功能退出。而我们知道孤岛运行的基本特点是电压和频率的波动范围较大, 受负荷运行的影响较为明显, 多数运行在低压、低频范围。

与联网电力系统相比, 孤岛由于各种调频手段限制以及无功补偿控制手段不足, 静态稳定性和动态稳定性都较差, 有功不平衡发生时一般经过较长时间的发电调整才能恢复, 甚至出现频率崩溃和电压崩溃现象。

因此在孤岛运行时, 频率保护的作用尤为突出, 此时该保护不仅不应被闭锁, 其作用更应受到重视。

3改进的方法及分析

为了能够在孤岛运行时, 也能对汽轮机进行实时的保护, 现将以前的逻辑作出修改, 对保护的开放条件, 即不仅选取并网开关DL1, 同时选取厂变低压侧的开关, 使发电机不仅在并网状态下, 而且在孤岛运行时, 都可以开放频率保护, 从而达到保护汽轮机的目的。现将频率保护的逻辑修改如图3所示。

不仅在在发电机正常并网过程中, DL1处于合闸位置时, 频率保护开放;而且在机组孤岛运行时, 通过厂变的分支开关DL2或者DL3来开放频率保护, 无论是分支1, 还是分支2或者两分支都在工作状态, 都可以很好的启动保护功能, 从而防止在孤岛运行过程中, 因符合的变化导致的因频率异常, 使叶片共振而引起损坏汽轮机的情形出现。

在传统设计中, 频率保护仅受出口断路器的闭锁, 而忽视了在孤岛运行工况下, 保护该如何实现, 该方案只需加入厂变侧的开关位置, 即可满足这两种工况下的所有保护。且本方案易于实现, 软件方面只需加入开关位置的输入, 与之前的出口断路器的位置取“或”, 而外回路则只需要在厂变的开关柜引出位置接点;抑或直接将DL2和DL3与DL1的接点位置并接, 当任一开关在合闸位置时均开放频率保护, 其简单易行, 可以在经济的基础上大大提高机组运行的可靠性。

4结束语

频率保护的合理运用不仅可以保护机组的可靠安全运行, 免除可能因此产生的对汽轮机的伤害, 而且能保证系统的可要安全运行。因此, 大型机组的频率保护十分必要, 并且应该满足机组在不同工况下运行的要求, 从而防止保护的“死区”出现。

摘要：作为电厂发电机组重要的保护, 频率保护主要用于保护汽轮机不受低频共振的影响, 为保证发电机组的安全及可靠运行, 必须加强对机组继电保护的分析与研究。该文对频率保护逻辑进行了简单的分析, 并提出了相应的改进方法。

关键词：频率保护,分析,改进方法

参考文献

[1]王维俭, 电气主设备继电保护原理与应用[M].北京:中国电力出版社, 1996.

[2]吴晓梅, 邹森元.电力系统继电保护典型保障分析[M].北京:中国电力出版社, 2001.

工会劳动保护改进 第2篇

然而目前我国企业工会劳动保护工作中仍然存在着一些亟待解决的难问题，因此重视企业工会劳动保护工作，对企业发展具有十分重要的理论和现实意义。

[关键词]解决措施;工会劳动保护;工作难点

企业工会劳动保护工作对企业发展具有十分重要的理论和现实意义。

本文主要分析了目前企业在实施工会劳动保护工作的难点以及相应的解决措施，揭示了开展企业工会劳动保护工作的重要性。

一、当前企业工会劳动保护工作的难点

近些年随着社会的发展，企业以及国家越来越重视企业工会劳动保护工作，也取得了一些成功，但是仍然存在着一些难点。

第一，工作没有落实到位。

很多时候没有实现问题的事前、事中以及事后控制，而只重视时候控制，在实施工作的过程中，太过注重形式主义的东西，工作虎头蛇尾，工会相关方不具备直接对问题进行处理以及解决的权利，不能及时关注并且解决职工意见和建议，直接挫伤了职工提意见的积极性。

第二，企业以及员工劳动保护工作意识薄弱。

最主要的责任还是在企业这一方面，很多企业经营者过分追求利润最大化，极度缺乏对劳动者的保护意识，没有充分重视对员工的劳动保护工作以及安全保护，对于一些本身存在对员工身体健康有很大影响的行业，企业却没有跟员工说明其具体的内容以及伤害，很多时候，甚至为了节省成本，没有保证职工的医疗保健，相关的设备配置也不齐全，更没有对职工进行相关安全、卫生等知识的培训，对于一些比较严重的噪音、污染问题也完全不关注。

第三，国家以及有关法规可操作性有待增强。

国家没有指定相关工会员工监督职权的办法以及法律法规，由于没有法律依据，导致很多企业在进行相关改造的过程中，没有相关人员对设计中劳动环境、卫生以及安全进行检查，很多资金投入的方向等资料工会人员也无从获得，问题良多。

第四，对工会组织的不重视。

目前很多的企业由于没有重视工会这一组织的作用，对工会投入资金很少，由此导致工会组织人才极度匮乏，存在一人多岗问题，监督不上心、不到位，直接影响了企业工会劳动保护工作执行的好坏。

二、当前企业工会劳动保护工作的`改进对策

针对目前企业工会劳动保护工作存在的难点，提出以下对策。

第一，为了改进企业工会劳动保护工作，要强化企业安全文化。

企业安全文化是一个企业的形象，在当代企业，企业安全文化主要包括安全管理的制度、员工的技术、领导的安全观以及引入的安全理念等。

工会要熟悉并且利用相关的法律法规，在整个企业树立起以人为本的先进意识，形成一种安全至上、生命第一的理念，经营者要意识到企业经营与员工之间不可分割的关系，从而重视其劳动保护工作，在整个企业中营造并形成安全生产一级工作的企业安全文化。

第二，为了改进企业工会劳动保护工作，要提高职工安全的意识。

人作为生产力的第一要素，在社会发展中起着不可替代的作用，而人的健康对企业以及社会的发展都有着很重要的作用，为了让职工充分发挥自己的作用，首先就要保证职工健康。

多给职工进行一些安全知识的教育和培训，做好对新入职工的三级教育，是提高职工安全意识的一种有效措施。

第三，为了改进企业工会劳动保护工作，要落实相关责任。

工会等组织要行驶相应的监督制约机制，定期对劳动、安全以及卫生事项进行协商并且落实，监督企业制定以及实施保护职工安全、完善职工工作卫生条件等方面政策。

第四，为了改进企业工会劳动保护工作，企业工会组织要学习相关知识，提高自己进行职工保护的能力，要培养自己发掘深层问题的意识以及能力，找出可能影响安全的潜在问题，增强劳动保护检查的能力，相应的组织要对工会组织能力进行考查，提高工会组织对此的重视程度。

第五，为了改进企业工会劳动保护工作，要协调好各方沟通以及关系。

主要包括工会、安监以及职工监督三者之间的关系，由于各方利益以及目标的一致性，只有加强三方的沟通，保持三方的良好协作发展关系，活动才能顺利开展和实施，更好的维护职工关系。

第六，为了改进企业工会劳动保护工作，要强化劳动保护工作信息传递。

企业要获取工会劳动保护工作的相关信息，反馈到工会组织，工会组织要重视并其参与，积极维护劳工利益。

第七，为了改进企业工会劳动保护工作，政府要增强相关法律的可操作性。

政府要充分重视企业工会劳动保护工作，完善薄弱环节，增强工会组织监督以及检查的力度，出台一些操作性强的、有具体实施细则、规划好流程以及规则的法律，主要的内容最好能够包括监督条件、内容、责任等条款。

三、解决的对策

工会组织必须以对国家、对人民、对职工群众高度负责的精神，把维护职工安全与健康作为维权的主要任务，增强做好劳动保护的自觉性。

切实做好以群众监督为主要内容的工会劳动保护工作，对于立足企业自身特性，建立健全劳动保护管理体制，落实各项劳动安全卫生措施，保障职工生命安全和身体健康有着不可替代的重要作用。

(一)坚持依法维权。

工会劳动保护要以科学发展观为指导，坚持以人为本，立足依法维护。

首先，坚持以人为本就是劳动保护以依靠职工保护职工为目标;立足依法维护就是地方工会要强化安全生产监督，基层工会要组织职工主动参与安全生产。

其次，要充分行使《工会法》、《劳动法》、《安全生产法》、《职业病防治法》授予的在劳动保护中的代表权、参与权和监督权，按照《工会劳动保护监督检查员条例》、《基层工会劳动保护监督检查委员会条例》、《工会小组劳动保护检察员条例》明确的各项职责，关心职工劳动卫生条件的改善情况，监督国家有关劳动保护、安全技术、工业卫生等法律、法规、条例在企业的贯彻执行情况，向职工进行安全宣传，监督行政解决影响职工健康和安全的问题，参加安全卫生检查等。

(二)积极开展职工安全教育。

工会组织要积极营造重视安全生产氛围，提高职工安全素质和自我防护能力。

一是要认真组织职工学习劳动保护的政策法规和企业有关劳动保护和安全生产的规章制度。

安全与健康是广大职工最大的利益，我们一定要认真贯彻落实党的十六届五中全会精神，以科学发展观为指导，坚持以人为本，不断强化工会劳动保护，从而对促进安全生产、维护职工生命安全和身体健康，建设和谐社会起到十分重要的作用。

总而言之，人是决定一个企业能否发展，一个国家能够取得进步的决定性因素，由于我国目前企业工会劳动保护工作存在这一些问题，只有强化企业安全文化、提高职工安全的意识、落实好相关责任、组织工会组织技能学习、协调好各方关系、强化劳动保护工作信息传递、增强相关法律的可操作性，才能更好的实施企业工会劳动保护工作。

参考文献

[1] 曾嘉湘.基层企业工会劳动保护工作的现状分析与对策[J]. 工会论坛―山东省工会管理干部学院学报，，1.

频率保护的改进 第3篇

1 最大似然估计算法描述

最大似然估计算法主要利用一个符号长度为N的两个接收样本点之间的相关性来进行符号定时估计和载波频率偏移估计,他利用OFDM符号中的循环前缀所携带的信息来进行同步估计。

定时θ和ξ频偏的联合最大似然估计为 :

其中, ρ表示r(n)和r(n+N)之间的相关系数的幅度。

2 最大似然估计算法仿真分析

由公式(1-1)和(1-2)可以知道 :影响最大似然估计性能的因素分为两个,一个是由SNR确定的相关系数 ρ,另一个是循环前缀的抽样点个数L。因此我们可以通过MATLAB仿真,观察仿真曲线,分析出信噪比SNR和循环前缀长度L对最大似然估计算法符号定时估计和频率偏移估计的影响。仿真参数设置 :载波频率归一化偏差ε=0.25 ;子载波数目N=256。衡量算法性能的优劣,通常采用均方误差。图1是在AWGN信道下,以循环前缀的长度L为变量,分别在信噪比SNR为5、10、15的情况下得出的定时均方误差曲线和频偏均方误差曲线。

由图1可得,随着循环前缀长度L的增加 , 最大似然估计算法的符号定时估计均方误差和频偏估计均方误差,两者的均呈现出不断降低的趋势。并且在循环前缀长度L相等时,系统的信噪比SNR越高估计曲线的均方误差越小,相反,系统的信噪比SNR越低估计曲线的均方误差越高。

3 基于最大似然算法的改进算法

在(1-1)式的基础上,采用对ρ取小数次幂的方式,可以进一步提高ML算法的性能,即 :

将改进算法的定时θ的最大似然估计代入式(1-1)中,可以得到新的频偏ξ最大似然估计。

4 改进算法仿真结果与性能分析

在AGWN信道下对 经典的ML算法和改进 算法的性 能进行仿 真比较,MATLAB系统仿真参数 :循环前缀长度L=4,初始归一化频偏为0.25,子载波数目N=256,各路子载波采用QPSK调制方式。通过采用均方误差来衡量算法性能的优劣。图2以系统的SNR为自变量,不同的系统信噪比情况得到的定时均方误差曲线和频偏均方误差曲线。

由图2可以看出,在低SNR、循环前缀长度较小的情况下,无论是定时估计还是频率偏移估计,在相同信噪比的情况下,改进的算法都比经典的ML算法具有更好的估计性能。当然改进的算法也具有一定的局限性,在循环前缀长度L增长到一定数值的情况下,改进的算法和原经典算法,两种算法定时估计均方误差和频偏估计均方误差变化曲线相近。

5 总结

高低压保护电路改进建议 第4篇

各位领导、专家：你们好！

由于我司目前控制器的高低压保护电路是采用的22K、33K氧化膜电阻降压和限流，而根据实际售后反馈的数量来看，该两个电阻售后故障率极高（根据筛选发出06年1至8月份售后复核数据分析，该两个电阻累计数量达20单，故障数排列前3位，故障原因均为开路），06总部也纳入重点整改项目之一。该电阻在现电路具体中如下图：

建议采用电容降压的理论可行性分析：

而在我们重庆复核过程中，也常发现该两个电阻 R5 和R6 的阻值开路状况，经分析，这两个电阻在电路中承受的功率为220V×0.005A=1.1W，而实际电阻的标称值为2W，从理论上说该电阻在原电路工作中是没有问题的。但是，实际上因为厂家在制造上的原因不可能100%不出现质量问题而导致电阻功率的实际值有所偏差；另外，电阻是一个功耗原件，发热是不可避免的；同时用户的使用环境也不可估计；因此，根据理论分析，原电路中的两个电阻限流完全可以采用无功耗原件电容来代替，在改进电路图中引入了一个电容（如下图），采用电容降压式供电方式，因为在本电路中电容的容抗相当的大，所以我们分析电路的时候可以把它看作是一个恒流源，电容C的电流取值可以根据公式来计算，而负载的两端的电压由负载的电阻大小而决定的，负载电阻大，负载的两端的电压就高，反之亦然，而本电路的负载电压值就是光耦发光管的正向压降，反向压降由于D4导通，只有0.7V的反向压降，完全不会因为电压的问题而导致光耦损坏，故可靠性也是非常高。如下改进后的电路：

（注：该改进后电路中的电容C取值初步为0.1uf/630v）改进后的电路实际试验情况分析：

改进的电路至目前模拟试验已运行近200小时，试验情况很好，试验过程未出现任何异常问题；另外测得电路中的相关电参数也是完全符合要求，可靠性非常高。

现将该方案推荐给总相关领导、专家评审，请总部领导、专家给予指导。谢谢！

电子科技质控部

频率保护的改进 第5篇

电力系统频率是电力系统运行的重要指标, 对频率进行监视和控制, 是保证电力系统正常运行的主要任务之一。随着一些高新技术在电力系统中的应用, 对频率测量精确度的要求也越来越高。目前人们已研究出多种频率测量算法, 其中基于快速傅里叶变换的算法具有较强的滤波特性和抗干扰性, 在实际中应用较多。其基本原理为利用离散傅里叶变换, 求出两个相邻数据窗间的相角差, 当频率变化时, 可根据相角差求出频率的变化, 从而得到实际的频率值。但是该方法假定采样频率不变, 而实际上, 当采样频率与信号频率不同步, 即在信号周期T=1/f不等于采样周期Ts=1/Nf的整数倍 (即T:NTÁ) 时, 在频率测量中就会出现微小的误差。对此, 本文提出了一种新的改进FFT算法, 可显著提高FFT算法的计算精度。

2 测频的基本算法及改进

设一个频率为f0、幅值为A的单一频率信号该信号经过采样和模数变换后得到的离散信号为x (n) 。不妨设采样间隔

Δt=1, 则频率间隔。其频谱为:

为了抑制FFT算法存在的频谱泄漏现象, 需要为信号选择适当的窗函数进行加权处理。经过比较各种窗函数的特点, 本文选择Hanning窗, 它不但计算量较小, 同时可以通过调节采样长度达到减少谐波间泄漏的目的。Hanning窗也称升余弦窗或余弦平方窗, 其单边表示为:

在离散傅里叶变换中, 直接实现对输入序列x (n) 的Hanning窗加权时, 可不在时域进行与x (n) 相乘w (n) , 而在输出的频谱序列X (k) 上进行线性组合来实现。已知Hanning加权后的离散傅里叶变换Xw (k) 为:

由此可知, Hanning窗加权的离散傅里叶变换输出是序列x (n) 的离散傅里叶变换X (k) 的线性组合, 即:

XÁ (k) =21X (k) -41X (k-1) -41X (k+ (12) )

在非整周期采样的情况下, f0不是Df的整数倍 (Δf为频率间隔) 。而对于离散频谱, k仅能取0~N-1之间的整数。因此可设f0在频率l Δf与 (l+1) △f之间 (l为整数) , 即f0= (l+δ) Δf (其中0δ1) , 求出d就能得到信号的实际频率。

设幅值为1的矩形窗为wa (n) =1, (n=0, 1, 2, , N-1) , 它的离散傅里叶变换DFT为, 由 (1) 式可得:

所以, X (l+n) =AD (l+n-fΔf) .n为整数则有, X (l+n) =AD (n-δ) 。 (2) 和式 (4) 可得信号加Hanning窗后的频谱在整数采样点的数值为:

因为N一般很大, 且δ<1, 所以有, 则由式 (5) 和式 (6) 可得:

实际计算中, Xw (l+1) 、Xw (l) 由采样序列经过FFT运算后得到, l由所取数据窗的长度确定, 故a可由式 (5) 确定, 进而由式 (6) 计算出d, 最后由f0= (l+δ) Δf可计算出实际的频率。

3 算法仿真

为验证文中算法的正确性, 本文在信号不含谐波、含有谐波、以及分别改变谐波含量的情况下, 经过仿真计算得到了插值FFT算法的测频结果, 并与傅里叶算法的测量结果做了比较。

3.1 无谐波式的情况

设电压信号u (t) =Usin (2πf0t) , 其频率f0在45~50Hz间变化, 测量结果如表1所示。

由仿真结果可知, 在不含谐波的情况下, 插值FFT算法的测量精度明显高于傅里叶算法, 即使在频率相对50Hz偏差很大时, 该方法仍然有很高的精度。

3.2 有谐波式的情况

设电压信号为

其频率f0在45~50Hz间变化, 测量结果如表2所示。

由仿真结果可知, 当信号中含有谐波分量时, 傅里叶算法的测量精度受到显著的影响, 测量误差增大, 而插值FFT算法受此影响很小。

3.3 改变谐波含量时的情况

其频率f0在45~50Hz间变化, 测量结果如表3所示。

由仿真结果可知, 当信号中各次谐波的含量减少时, 傅里叶算法测量结果的误差也相应地减小, 进一步证明了谐波对傅里叶算法测量精影响, 而插值FFT算法受此影响很小。

结束语

提出的基于Hanning窗的插值FFT算法具有较高的谐波参数估计精度, 即使在采样不同步的情况下仍能达到很高的测量精度。显然该方法同样适合于其他周期信号或多谐信号的参数估计。本算法的不足之处是分析窗的宽度一般要达十几个信号周期, 参数估计的实时性不够理想。另外, 当信号中包含噪声时, 如何提高参数估计准确度和精度还值得作进一步的研究。

摘要：基于在信号中含有谐波, 不含谐波以及谐波含量变化时, 使用FFT算法测量频率时有显著误差, 提出了一种改进算法。该算法通过加窗以及采用插值修正可以改善计算谐波频率、相位和幅值的准确度, 易于硬件实现, 能够满足电力系统实时测量的要求。

关键词：频率测量,电力系统,FFT,插值

参考文献

频率保护的改进 第6篇

随着中国大规模风力发电集中接入大电网的规划和实施, 风力发电和并网电力系统的相互作用和影响越趋明显。为了确保风电场接入电网后电力系统的安全稳定运行, 国家电力公司GB/T 199632011《风电场接入电力系统技术规定》对接入电网的风电机组适应性和抗干扰能力等提出了明确的要求, 其中, 频率适应性是衡量风电机组电网适应性和抗干扰能力的一项重要指标, 要求风电机组在电网频率为49.5~50.2 Hz范围内具有连续运行的能力, 在其他频率范围内也要求机组具有至少运行一段时间的能力 (如低于49.5 Hz时要求至少运行30min, 高于50.2Hz时要求至少运行5 min的能力) [1]。双馈风电机组是当前大容量风电场安装和运行的主要机型之一, 由于双馈感应发电机定子直接接电网, 不同电网频率及不同扰动负荷下的电网频率波动都可能对其运行性能和稳定性产生影响[2,3,4]。因此, 提出能反映电网频率变化的双馈风电机组稳定性分析模型, 对准确分析适应不同电网频率下风电机组的稳定性研究具有重要的现实意义和学术价值。

目前, 从风电机组电网频率适应性角度, 研究不同电网频率下运行对双馈风电机组的稳定性影响的成果鲜见报道。文献[5-6]从动暂态稳定性角度分析了风电并网对电力系统电压稳定性的影响;虽然文献[7]指出由于双馈风电机组的功率控制使其转速与电网频率解耦, 失去对系统频率的快速响应能力, 但并未分析机组在不同电网适应频率下运行时其小干扰稳定性。虽然在双馈风电机组小干扰稳定性建模方面已有一些报道, 如:文献[8-10]建立了单机无穷大的风电机组小信号模型, 分析了双馈风电场并网后电力系统的小干扰稳定性及其低频振荡特性;文献[11]采用小信号分析方法研究了双馈风电机组参与调频的小干扰稳定性;文献[12]建立了双馈风电机组小信号模型, 分析了机组的主要参数及运行状态对其自身小干扰稳定性的影响。然而上述文献建立的小信号模型, 由于其dq轴暂态电动势状态方程并不含电网频率导数项, 即模型忽略了不同电网频率变化对转子dq轴暂态电动势的影响, 可能导致现有模型不能准确分析风电机组不同电网适应频率下的动、暂态稳定性。因此, 结合电力系统对风电机组电网频率适应性的要求, 有必要开展能适应电网频率变化的双馈风电机组小干扰稳定分析的改进模型研究。

本文首先在建立双馈感应发电机现有常规电磁暂态模型的基础上, 分析了常规模型不含电网频率导数项, 并不能反映电网频率变化的问题, 通过改进双馈感应发电机转子暂态电动势的表达式, 建立了考虑电网频率变化的含变流器控制系统在内的双馈风电机组小信号模型。其次, 采用特征值方法, 对不同电网频率下采用改进及常规双馈感应发电机电磁暂态模型时的系统特征值进行计算与稳定性分析。最后, 基于MATLAB/Simulink平台, 建立了考虑电网频率变化的双馈风电系统时域仿真模型, 对不同电网频率及不同负荷扰动下, 风电机组有功功率及转速的稳定性能进行仿真分析。

1 考虑电网频率变化的双馈感应发电机暂态模型

目前大多数文献在分析系统动暂态稳定性时, 按照电动机惯例, 通常建立的双馈感应发电机常规电磁暂态模型 (以下简称常规模型) , 即双馈感应发电机的定、转子暂态方程为[8,9,10,11]:

式中:ωs和ωb分别为转差角频率及同步角频率;Lm和Lrr分别为励磁电感及转子漏感;Ed′=-ωsLmψrq/Lrr, Eq′=ωsLmψrd/Lrr, 分别为转子d, q轴暂态电动势, ψrd和ψrq分别为转子d, q轴磁链;usd和usq, urd和urq分别为定子和转子电压的d, q轴分量;Xs′=ωs (LssLrr-Lm) /Lrr, 为定子暂态电抗, Lss为定子漏感;Xs=ωsLss, 为定子全电抗;T0′=Lrr/Rr, 为转子回路时间常数, Rr为转子电阻;isd和isq分别为定子d, q轴电流;Rs为定子电阻;s为转差率。

为了分析上述常规模型没有考虑电网频率变化影响的问题, 现重新推导双馈感应发电机转子dq轴暂态电动势状态方程。本文首先从双馈感应发电机的转子q轴磁链方程出发, 得到转子q轴电流为irq= (ψrq-Lmisq) /Lrr[8,9,10,11], 并将其代入式 (2) 所示的发电机转子q轴暂态电压方程:

可得:

进而可得d轴暂态电动势状态方程如下:

同理, 可得q轴暂态电动势状态方程为:

将推导得到的式 (5) 和式 (6) 与式 (1) 对比, 可以发现, 在常规模型中, dq轴暂态电动势状态方程并不含相应的电网频率导数项Ed′dωs/ (ωsdt) 及Eq′dωs/ (ωsdt) , 即常规模型忽略了不同电网频率变化对转子dq轴暂态电动势的影响。

为了能考虑电网频率变化对双馈感应发电机转子暂态电动势的影响, 又避免增加模型的阶数以及转子暂态电势和频率之间的耦合, 本文提出对转子暂态电动势的表达式进行改进, 且重新定义为:

式中:Ed1′和Eq1′分别为改进模型中的d, q轴暂态电动势。

利用上式改进的转子暂态电动势的表达式, 可重新推导转子暂态电动势的状态方程, 从而建立考虑电网频率变化影响的双馈感应发电机改进电磁暂态模型为:

式中:isd1, isq1, usq1, usd1, urq1, urd1为改进模型中的相关物理量;Ls=Lss;Ls′= (LssLrr-Lm2) /Lrr。

2 考虑电网频率变化的双馈风电机组小信号建模及特征值计算

2.1 改进电磁暂态模型下的机组小信号模型

将式 (8) 至式 (11) 取增量形式并化简, 可得双馈感应发电机的小信号模型为:

式中:ωr为风力机转子角速度。

为了进一步考虑电网频率变化对变流器控制系统的影响, 本节针对双馈风电机组基于电网电压定向的转子侧变流器控制策略, 引入变量x1, x2, x3和x4, 得到转子侧变流器控制系统状态方程的增量模型为:

式中:ird和irq分别为转子电流的d, q轴分量;KP1和KI1, KP3和KI3分别为转子侧变流器的有功、无功功率控制环节的比例和积分增益;Ps_ref和Qs_ref分别为有功和无功功率的给定值;Ps和Qs分别为有功和无功功率的测量值。

此外, 针对基于电网电压定向的网侧变流器控制策略, 引入变量x5, x6和x7, 得到网侧变流器控制系统状态方程的增量模型为:

式中:KP4和KI4分别为网侧变流器的直流侧电压控制环节的比例和积分增益;Udc_ref和Udc分别为直流侧电压的给定值和测量值;igq和igq_ref分别为电网q轴电流的实际值及其参考值。

最后, 联立两个质量块的风力机传动链模型[15,16]以及前述的式 (14) 和式 (15) , 取状态变量x=[ωt, ωr, θ, Ed1′, Eq1′, isd1, isq1, x1, x2, x3, x4, x5, x6, x7]T, 输入变量u=[isd1, isq1, igd1, igq1, ωs1]T, 输出变量y=[usd1, usq1, ugd1, ugq1]T, 其中:ωt为双馈感应发电机的转子角速度;θ为风力机转子角位移;igd1和igq1, ugd1和ugq1分别为改进模型中电网侧电流和电压的d, q轴分量;ωs1为改进模型中双馈感应发电机的转差角速度。可得考虑电网频率变化因素的双馈风电机组小信号模型为:

将式 (16) 在平衡点处进行泰勒级数展开并线性化, 可得系统特征矩阵方程为:

式中:Asys为系统模型的特征矩阵, 其具体表达式见附录A。

2.2 不同频率适应性下的双馈风电机组特征值计算

为了研究不同电网频率运行下双馈风电机组小干扰稳定性, 结合《风电场接入电力系统技术规定》中对并网风电场在不同频率范围内的运行规定, 将上述所建立的小信号模型在额定运行点 (ωr=1.2 (标幺值) 、有功功率为1 (标幺值) ) 进行线性化, 分别分析电网频率为49.5, 50.0, 50.2 Hz时, 双馈风电机组各特征量对应的振荡模式及其特征值在复平面上的分布情况, 其计算结果见附录B表B1。其中, 计算采用的1.5 MW双馈风电机组的主要参数见附录C。

可以看出, 该双馈风电机组在同一频率下, 其14个特征值均分布在复平面虚轴的左侧, 表明机组在上述3个电网频率运行下具有小干扰稳定性。此外, 当风电机组运行在不同电网频率下时, 机组同一特征值的负实部大小有差异, 随着电网频率增加, 双馈风电机组小干扰稳定性有降低的趋势。另外, 由各特征值对应的振荡模式也可知, 电网频率的不同将影响双馈感应发电机及其变流器系统振荡模式, 可以看出, 仅特征值λ1, 2, λ3, 4, λ5, 6的负实部随电网频率的增大有较大程度的增长, 即表明双馈感应发电机定子、转子及机侧变流器受不同电网频率的影响较大。特别是发电机的定、转子和机侧变流器的振荡模式, 随着电网频率增大, λ5, 6阻尼比分别为0.967 6, 0.940 2, 0.920 8, 呈减小趋势, 从而可能导致该振荡模式的幅值会随电网频率增加而增大。

为了进一步比较采用改进模型和常规模型下双馈风电机组特征值的计算结果, 附录B表B2列出了不同电网频率运行下机组采用常规模型描述时系统的特征值计算结果。

比较附录B表B1和表B2的计算结果可知, 采用常规模型描述时, 其在不同电网频率运行下对应特征值的变化程度几乎不明显, 说明现有常规模型不能敏感地反映机组在不同电网频率下的稳定性。此外, 由附录B表B2的结果还可以看出, λ3, 4的负实部随着电网频率的增大而减小, 得到了与采用改进模型时计算结果相反的变化规律, 进一步表明利用现有常规模型在分析机组在不同电网频率适应性时, 其小干扰稳定性判断可能会存在较大误差。

通过上述不同电网频率下采用改进和常规模型时的特征值计算结果比较表明, 由于常规模型没有考虑电网频率变化的影响, 采用常规模型计算特征值来分析机组在不同电网频率下系统的小干扰稳定性可能会得到相对乐观的结论, 而本文所建立的改进模型能更敏感地反映机组在不同电网频率下的适应性, 更能准确地分析不同电网频率运行下双馈风电机组的小干扰稳定性。

3 双馈风电机组频率适应性的稳定性能仿真

3.1 不同电网频率运行时机组稳定性能仿真

为了进一步验证本文建立的改进模型的有效性, 本节对双馈风电机组在不同电网频率运行下的小干扰稳定性能进行分析。基于MATLAB/Simulink平台, 分别建立了含改进电磁暂态模型和常规模型的双馈风电场电力系统时域仿真模型, 图1为系统仿真模型的连接示意图。

图中, G1为120kV无穷大电网, G2为由6台1.5 MW双馈风电机组构成的风电场, 经变压器T2及30km架空线路Z12和变压器T1后接入无穷大电网, L1和L2为系统负荷。为了满足《风电场接入电力系统技术规定》中风电机组电网频率适应性要求, 在仿真时仍然假设双馈风电机组分别运行在49.5, 50.0, 50.2Hz这3种电网频率下, 系统在0.1s时负荷L2增加10%作为小扰动信号, 分析双馈风电机组在不同电网适应频率下的动态运行性能, 图2为不同电网频率以及双馈风电机组有功功率和转速响应的仿真结果。

由图2 (a) 可知, 系统负荷增加会导致电网频率的振荡, 但双馈风电机组在不同电网适应频率下, 其电网频率振荡时间存在较大不同, 当运行在电网频率为50.2Hz时, 其振荡时间大约为0.8s, 而运行在电网频率为49.5 Hz时, 其振荡时间仅约0.3s左右。此外, 由图2 (b) 和 (c) 可知, 在电网频率为49.5, 50.0, 50.5Hz下, 双馈风电机组在遭受相同负荷小扰动后经过一个衰减振荡过程均能够恢复到稳定运行状态, 但是, 可以发现, 在相同负荷小干扰下, 其在不同电网频率运行时具有不同的稳定运行性能, 当电网频率为49.5Hz时, 其遭受扰动后经过0.3s有功功率和转速基本恢复到原来运行状态, 而电网频率为50.2Hz时, 其有功功率和转速恢复到原来运行状态则需要0.8s, 进一步表明在电网频率较高运行时, 双馈风电机组有功功率和转速振荡时间更长, 且振荡幅值更大。因此, 从上述仿真结果分析表明, 双馈风电机组在不同电网适应频率下, 机组小干扰稳定性程度不同, 随着运行的电网频率增加, 双馈风电机组小干扰稳定性有降低的趋势。这与附录B表B1中的特征值分析结果相吻合。

为了进一步比较采用改进模型和常规模型描述双馈风电机组不同电网适应频率下的稳定性能, 图3列出了相同电网频率和负荷变化下机组采用常规模型时其有功功率和发电机转速响应曲线。

从图3可以看出, 采用常规模型描述时, 在增加相同负荷条件下, 双馈风电机组在不同电网频率运行时的有功功率和转速响应几乎相同, 说明采用常规模型时并不能敏感地反映不同电网适应频率对机组运行性能的影响。此外, 从图2和图3的比较可以看出, 在相同电网频率和相同负荷变化下, 采用改进模型和常规模型描述时其有功功率和转速的稳定运行性能差异较大。如当双馈风电机组运行在电网频率为50.2Hz的条件下, 采用常规模型描述时其有功功率和转速特性需经过0.3s趋于稳定, 而采用改进模型时其相同性能的稳定时间则需要0.8s, 且其振荡频率明显增加。这进一步说明, 与常规模型相比较, 本文提出的计及电网频率变化的改进模型, 更能敏感地反映不同电网频率的变化, 更适合研究双馈风电机组不同电网适应频率下的稳定性分析, 这与前述对双馈风电机组电磁暂态模型的理论分析是一致的。

3.2 不同负荷扰动下运行时机组稳定性能仿真

为了进一步分析采用本文改进模型时, 双馈风电机组在相同电网频率运行下不同负荷扰动时的稳定性能, 本节仍以图1所示的仿真系统和额定工况为例, 选取风电机组电网频率适应性考核点的最高频率, 即机组运行在同一个电网频率50.2 Hz条件下, 对系统在0.1s时负荷L2增加10%, 20%, 30%的稳定运行性能进行仿真, 图4为不同负荷扰动下电网频率响应曲线及双馈风电机组有功功率和发电机转速的响应曲线。

从图4可以看出, 在相同电网频率下, 不同负荷扰动对电网频率以及双馈风电机组有功功率和转速响应的影响, 特别在机组有功功率的振荡幅值方面, 当扰动负荷增加10%时, 机组有功功率的振荡幅值为0.2 (标幺值) , 而当扰动负荷增加30%时, 机组有功功率的振荡幅值则为0.9 (标幺值) , 但是在不同负荷扰动下其电网频率、有功功率和转速恢复稳定的时间基本不变, 也就是说不同负荷扰动对机组运行性能的振荡幅值影响大, 而对其振荡时间影响不明显。由此可见, 本文提出的改进模型能较好地反映双馈风电机组在相同电网频率运行下不同负荷扰动时的稳定性能变化。

4 结论

为了能有效分析不同电网频率对双馈风电机组稳定性能的影响, 本文通过分析现有双馈感应发电机常规电磁暂态模型的不足, 提出了考虑电网频率变化的双馈感应发电机改进的转子暂态电动势的表达式, 建立了含变流器控制系统在内的双馈风电机组小信号改进模型, 对采用改进模型和常规模型时, 不同电网频率运行下双馈风电机组的特征值进行了计算和稳定性分析, 并对其不同电网频率以及不同负荷扰动下的风电机组运行性能进行了仿真比较。所得结论如下。

1) 通过不同电网适应频率下系统特征值分析表明, 不同电网适应频率对双馈感应发电机定子、转子及机侧变流器振荡模式影响较大, 且其振荡模式的幅值会随着电网频率增加而增大。

2) 通过双馈风电机组的特征值分析以及不同电网频率和不同负荷扰动的稳定性能的时域仿真比较表明, 相比现有常规模型, 考虑电网频率变化因素, 本文提出的改进模型更能敏感地反映不同电网频率变化的影响, 更适合双馈风电机组在不同电网频率下的小干扰稳定性分析。

虽然本文通过改进模型在不同电网频率和不同负荷扰动下进行了时域仿真, 并得到了一些稳定性能的定性结论, 但是对于其定量的稳定分析结果还需在后续的研究中进一步深入展开。

频率保护的改进 第7篇

关键词：OFDM技术,Matleb仿真,频率同步算法,IEEE802.16e

1 OFDM技术

0FDM (Orthogonal Frequency Divi Sion Multiplexing:正交频分复用) 技术, 属于多载波调制技术体系中的一种。从频域上来看, 0FDM技术是将信道拆分为N个子信道, 各子信道上都有一个调制子载波, 最后并行传输这些正交子载波上的信号。虽然信道在总体上来看是具有频率选择性的, 但对于各子信道而言则相对平坦, 由此则可以有效的克服信道的频率选择性衰落问题。而从时域上来看, 并行方式传输多个信号的方案提高了码元的持续时间, 由此可以减少瑞利衰落环境带来的信号间干扰 (ISI) 的影响。OFDM的信号数学模型可以表示为:

公式中, N为子载波的数量, T为信号的时间宽度, di (i=1、2N) 为分流到各个子载波上的信号, recf (t) 为矩形函数。

2 OFDM的频率同步算法

对于频率同步估计时域法方案, 我们所设计的训练序列至少要具备两个连续重复的信号, 而在IEEE802.16e系统中, 无论其前导部分是长、短训练序列都可以满足这一要求。设s (m, n) (n=1, 2, N) 表示O F D M发送端在发生变化之后第m个信号在第n个子载波上的采样值, r (m, n) (n=1, 2, N) 表示OFDM接收端在变化之前第m个信号在第n个子载波上的采样值, N表示两个相同采样点在两个连续信号上的延时, Ts表示采样时间, f1表示发送载波频率, f2表示接收载波频率。那么在忽略瞬时噪声情况下, 接收信号r (m, n) 为:

f∆=1f-f2表示发送载波与接收载波间所存在的频率偏移。在发生两个连续的接收信号的前提下, 频率同步估计fˆ∆推导如下, 设

将公式 (2-1) 代入公式 (2-2) 得

即为频率同步估计公式, 函数angle () 用于表示求复数的相角运算。

考虑到要尽量降低估计误差, 我们取M个 (M≥2) 连续的信号进行估计, 此时频率同步估计公式修改为:

3 新的OFDM频率同步估计算法改进思路

在分析公式 (2-5) 后, 我们发现IEEE802.16e系统中所选用的频率同步估计时域法, 其基本原理是依据本地的长 (短) 训练信号同接收信号r (n) 中的两个连续的长 (短) 训练信号之间所存在的频率偏移进行估计, 至少需要2个完全相同的本地的长 (短) 训练信号才能完成估计。在分析公式 (2-4) 后, 即可知即使选择不基于本地的长 (短) 训练信号的频率同步估计频域法, 在进行频率同步估计之前也必须对两个连续的接收信号r (m, n) 和r (m+l, n) 实施DFT操作, 这将会导致在计算量大幅增的同时提高硬件实现方面的复杂度。

综合以上要求, 我们提出了一个优秀的的频率同步估计算法所应具备的三个原则:

(l) 算法不依赖于本地的长 (短) 训练信号, 以减少硬件复杂度。

(2) 算法的实现尽量不使用IDFT/DFT操作, 以减少计算量。

(3) 算法应具备较大的频率偏移估计范围。

发送端信号为表示s (n) , 接收端信号表示为r (n) , 采样时间表示为Ts, 信道中的频率偏移为∆f, 并且假设无考虑噪声影响的情况下, r (n) 的公式可表示为:

IEEE802, 16e系统前导结构中的10个短训练信号是完全相同的, 而在接收端它们的区别的是信号之间存在着相位旋转, 而这种情况主要是由载波频率偏差而造成的, 在不同的短训练信号中的相同采样点之间的关系为:

同理, 长训练信号为:

则频率同步估计公式可由短训练信号进行推导得出:

Ns为在短训练信号中的采样点的数量, Ns=16。

同理, 由长训练信号进行推导得出频率同步估计公式为:

NL为在长训练信号中的采样点的数量, NL=64。

4 使用Mat Iab7.0系统对新算法的仿真实现

Mat Iab是一款由美国Math Works软件公司于1984年发布的商业数学软件。该软件具有精确的数学运算能力和强大的图形处理功能。目前, Mat Iab已经覆盖了许多门类的科学研究, 如数学研究、工业控制、电子通信、图像处理, 经济金融等等。图1和图2为Mat Iab仿真程序采用公式 (3-4) 算法实现频率估计的粗同步模拟、公式 (3-5) 实现频率估计的细同步模拟之后同IEEE 802.16e系统建议的频率同步估计算法B E R.S N R和P E RS N R图比较。

在图中可以看到, 当信噪比为4d B-7d B和9d B-12d B时, 两种算法误码率是基本相同的。公式 (3-4) 以同一短训练信号中的前8个采样点与后8个采样点之间的关系为基础, 在理论上可以实现频率偏移估计范围达到只利用短训练信号估计范围的1.5倍, 公式 (3-4) 在Mat Iab系统中进行了仿真模拟, 在不考虑噪声影响的前提下, 公式 (3-4) 的估计频率范围可以达到6252k Hz, 是IEEE 802.16e系统建议算法估计范围的1.5倍。但在考虑噪声影响时, 公式 (3-4) 误码率出现上升, 这是主要是由于受到噪声的影响至使频偏估计存在的误差所造成的。

5 结语

文章中提出了一种基于IEEE 802.16e系统中OFDM技术的频率同步估计算法的新思路, 在据此设计了新算法后采用M A T 6 E B7.0仿真软件系统对该算法进行了仿真, 通过软件仿真, 验证了这种算法的正确性。这些研究结果为下一步更加深入的分析与改进OFDM系统算法, 更进一步的完善信号同步估计技术方面拓展了良好的研究思路。同时在分析短训练信号结构时发现, 在训练信号中只有实部或只有虚部的采样点存在着前后两两对称关系, 在今后的工作中, 我们可以围绕这种对称关系, 对提高估计范围和精度进行更加深入的研究。

参考文献

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[2]曹磊.一种在OFDM系统中同步训练序列结构优化方法[J].北京交通大学学报, 2010 (02) .

频率保护的改进 第8篇

LED具有寿命长、节能、环保等显著的特点, 被誉为21世纪的新型绿色照明光源, 其市场规模正在逐年扩大。据市场调查公司Strategies Unlimited预测, 在2010年, LED市场份额将猛增53%, 达到82亿美元;到2014年, LED市场的复合年均增长率 (CAGR) 将增至30.6%, 达到202亿美元[1]。巨大的市场需求推动了LED驱动IC的发展, 而振荡器是驱动芯片中一个重要的模块。LED驱动芯片中控制开关的信号频率是由振荡器产生的方波信号频率所决定, 要提高芯片的开关速度, 就要提高振荡的频率, 逻辑控制的时钟信号也是由振荡电路产生。所以, 高频高性能的振荡器设计, 是芯片至关重要的环节之一。环形振荡器由于结构简单, 广泛用于多种集成电路芯片的设计。但传统环形振荡器的振荡频率受电源电压变化的影响很大, 当电源电压降低50%时, 频率降低50%以上。

本研究采用新方法设计CMOS环形振荡器, 可以进一步改善因电源电压变化而引起振荡器输出频率变化较大的问题 (约5%) , 更利于电子系统的稳定工作, 在芯片设计中有相当广阔的应用前景。

1 CMOS环形振荡器的原理

环形振荡器是由奇数个反向增益级电路首尾相连构成的, 基本的环形振荡器结构如图1所示, 设计的振荡器电路采用了5级反相器。根据巴克豪森准则, 如果一个负反馈电路的环路增益满足两个条件[2]:

undefined;

(2) ∠H (jω0) =180°。

那么电路就会在频率ω0处振荡, 这两个条件是必要条件, 而不是充分条件。反相器的延时就是通过对图1中电容的充放电完成的。

基本的反相器结构如图2所示, CMOS反相器对电容进行充放电造成的时延, 可分成上升时延和下降时延来分析, 令反相器传输时延为tp, 输出上升时延为tr, 输出下降时延为tf, 则振荡器的输出波形周期[3,4,5,6]:

T=ntp=n (tr+tf) /2 (1)

1.1传统的环形振荡器

首先分析tr, 假定Vdd对电容CL充电时, PMOS管都处于饱和状态, 则充电饱和电流为:

undefined (2)

式中:undefined与工艺材料有关的参数, W/LPMOS管的宽长比, Vgs栅源电压, Vtp阈值电压。

将Id1看作恒流, 则输出电压为:

undefined (3)

t即为tr, 并且Vout最大值等于Vdd, 因此上升时延为:

undefined (4)

同理可得下降时延为:

undefined (5)

式中:undefined与工艺材料有关的参数, W/LNMOS管的宽长比, Vtn阈值电压。

将式 (4) 和式 (5) 代入式 (1) , 可得n级反相器的环形振荡器的振荡周期:

undefined (6)

其中, 假设undefined。

因此, 振荡器频率f=1/T, 振荡频率可以通过改变反相器的级数或反相器的时延来改变。通过式 (6) 可知, 当Vt一定时, 随Vdd减小振荡周期T增大, 频率f减小。

1.2改进的环形振荡器

本研究采用在NMOS管下面串联一个耗尽型NMOS管的方法来降低Vdd对电路的影响[7,8,9]。根据上面的计算方法可以分析出, 反相器的上升时延不变, 仍为式 (4) , 随电源电压增大, 上升时延减小。下降时延发生了变化, 由耗尽型管子决定, 在放电过程中, 耗尽型始终处于饱和状态, 相当于一个电流源, 跨导相当大。其漏源饱和电流为:

undefined (7)

式中:βnd, Vtnd耗尽型管子的跨导参数和阈值电压。

因此可得下降时延为:

undefined (8)

由式 (7) 可知, 随电源电压增大, 下降时延增大。

振荡器包含5级反相器, 则振荡周期为:

undefined

式 (9) 中括号内两项有相互抵消趋势, 前一项随电源电压变化是2阶的, 后一项则是1阶的, 因此只在一定的电源电压下才能得到零变化率。

2 仿真结果

2.1仿真模型及工具

本研究采用的SPICE模型为无锡上华 (CSMC) 的标准0.5 μm双多晶硅、三层金属CMOS工艺库, 其中, 增强型NMOS和PMOS的阀值电压分别为-0.95 V和0.70 V, 耗尽型NMOS阀值电压为-0.53 V, 仿真工具采用Cadence的Spectre软件[10]。

2.2元件参数

环形振荡器的完整电路图如图3所示, 振荡器核心电路中第一级和最后一级的输出分别接到RS触发器的S端和R端, 产生占空比为85%的波形, 右边为两级反相器整形电路, 将输出振荡波形整形平滑, 消除毛刺。pm1～pm5的宽长比W/L为40 μm/1 μm, pm6～pm9的W/L为6 μm/1 μm, pm10和pm11的W/L为40 μm/1 μm, nm1～nm5的W/L为10 μm/1 μm, nm6～nm9的W/L为3 μm/1 μm, nm10和nm11的W/L为20 μm/1 μm, dnm1～dnm5的W/L为2 μm/2 μm, C1～C5的W/L为60 μm/34 μm。

2.3仿真结果

环形振荡器在3 V～6 V宽输入电源电压范围内, 在tt、ss、ff工艺角下振荡频率的仿真图如图4～图6所示。从图中可以看出, 在tt工艺角下, 随电压变化, 振荡频率f的变化范围为1.185 MHz～1.21 MHz;ss工艺角下, 振荡频率f的变化范围为371 kHz～383.5 kHz;ff工艺角下, 振荡频率f的变化范围为2.881 MHz～2.915 MHz。可看出, 各工艺角下频率偏移量非常小, 都在5%以下, 符合要求;但各工艺角之间, f之间差别较大, 这与制造工艺和误差有关, 制造工艺导致管子的βn发生较大偏移, 使得芯片流片后, 各芯片间的振荡频率存在较大差异。这也为后续的逻辑模块设计提出较高要求, 即需设计出符合各工艺角下振荡频率的逻辑控制模块。

电路在4.2 V典型电源电压下, 环形振荡器输出占空比为85%的波形如图7所示。从波形上看, 平滑整齐, 占空比均匀, 符合要求。

3 结束语

从仿真结果可看出, 所采用的改进型CMOS环形振荡器电路对电压具有较强的容忍度, 其频率随电压的变化小于5%, 满足了驱动芯片对振荡器的要求。不足之处在于, 电路在不同的工艺角下, 振荡频率值的变化比较大。总体而言, 此振荡器完全可满足DC/ DC转换器、充电器等电源管理芯片的振荡器要求, 且线路简单, 十分适合低成本电源管理芯片的应用。

参考文献

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