OFDM分析范文（精选12篇）

OFDM分析 第1篇

随着移动通信和无线因特网需求的不断增长，越来越需要高速无线系统设计，而这其中的一个最直接的挑战就是克服无线信道带来的严重的频率选择性衰落。正交频分复用(OFDM)技术可以很好地克服无线信道的频率选择性衰落，由于其简单高效，OFDM已成为实现未来无线高速通信系统中最核心的技术之一[1]。

现代移动通信发展至今，已经经历了三代，而3G的后续技术也在加速研究中。目前，国际标准化组织正在推动无线传输技术从2Mb/s的传输速率向100Mb/s和1000Mb/s的目标发展，对4G的定义也已经逐渐清晰起来。基本上可以确定，OFDM/OFDMA、MIMO和智能天线等技术将成为4G的主流技术[2]。

OFDM相关的技术很多，实际应用中的OFDM复杂度很高。因此，建立适合自己研究方向的OFDM模型，无论是为了理解OFDM技术的理论，还是对后续的OFDM与其他技术相结合的研究工作，都有着非常重要意义。本文建立的OFDM模型，在对IFFT、循环前缀、FFT、信道均衡等技术进行仿真的同时，还评估了不同调制方式给OFDM带来的影响。

由于介绍OFDM技术基本原理的书籍和文献很多，这里就不再阐述，而将重点放在模型的建立、仿真步骤、结果以及结果分析等要素上。

2 OFDM模型的参数选择

本文使用MATLAB V7.0建立OFDM系统模型。目的是观察在不同信噪比(SNR)噪声信道条件下OFDM技术的性能及对误码率的影响(BER)。OFDM参数的选择是在各种各样的、经常冲突的要求中取折衷的过程，带宽、比特速率和延迟扩展是设计OFDM系统时三个最主要的参数。

我们设计了图1的OFDM模型。

参数设定如下：

子载波数为32，等于发送模型中的IFFT点数。

循环前缀长度为24，为了保护信号不受载波间干扰(ICI)和符号间干扰(ISI)影响，该值必须大于信道最大时延扩展的长度。

信道长度为3。信道长度是信号从发送端到接收端之间反射路径的数量，该值越高，多径传播引起的衰落越大。

信噪比是一个从0dB到30dB的变量，表示了噪声信道的衰减程度。

每个循环的符号数为2000。我们每个仿真循环发送2000个比特的随机信号，与此同时，为了计算平均BER，在每个不同的SNR下重复仿真100次。

3 MATLAB仿真步骤

选定参数之后，我们按照图1中的流程，按如下步骤进行仿真：

根据选择的调制方式产生一个随机的2000比特的信号。为了评价和比较不同映射技术的性能，我们选择了6种不同的映射调试，星座图如图2所示。

1)将产生的信号通过IFFT模块，产生子载波信号，得到OFDM符号。

2)在OFDM符号的开头加入循环前缀，这24比特的循环前缀由OFDM数据块的最后24个比特产生。做并/串转换得到发送的基本信号。

3)当信号被接收到之后，OFDM解调开始。先进行串/并转换和去除循环前缀。

4)对去除了循环前缀的信号做FFT分解，通过信道均衡对信道衰落进行估计和补偿。

5)均衡后信号仍然受到噪声的影响，在图3中我们举例了在一些不同信道条件下该信号的仿真(星座图上的点并不在最佳判决位置，而是分布在周围，分布越集中越利于判决)。我们需要根据调制方式进行相应的信号解调，恢复出发送的比特信息。

6)解调结束后，计算BER。

4 结果及分析

该OFDM系统是在不同的信道条件下仿真的。对于每种调制，在0dB

通过仿真我们很容易看出，OFDM在拥有很强的抗多径干扰和频率选择性衰落能力的同时，在低SNR的情况下拥有非常好的BER性能，尤其是使用高阶QAM调制的时候也有很好的性能，是实现高速数据传输的非常有效的手段。在本文设定的信道条件下，BPSK和QPSK都是最合适的调制方式。

5 小结

本文用MATLAB对OFDM系统进行了仿真，模拟了不同信噪比的信道条件下比特误码率的变化，并且使用多种调制方式对OFDM的性能做了评价：BPSK,QPSK,8-PSK,8-QAM,16-QAM,64-QAM。

参考文献

[1]周恩,张兴,吕召彪,等.下一代宽带无线通信OFDM与MIMO技术[M].北京:人民邮电出版社,2008:1-11.

OFDM分析 第2篇

摘要：简单研究了空时网格编码和OFDM相结合的理论基础，详细介绍了空时编码和OFDM相结合的通信系统，通过仿真分析了该系统在高斯白噪声信道和频率选择性衰落信道下的系统性能。

关键词：空时网格编码 OFDM 高斯白噪声信道 频率选择性衰落信道

Vahid Tarokh等提出了空时网格编码系统模型，给出了编码设计准则和构造方法，接收端采用Viterbi算法进行译码。空时网格编码可以有效地提高信道容量，同时还具有空间分集增益和编码增益；OFDM可以有效对抗多径干扰，消除符号间干扰。因此，广大学者和研究人员普遍倾向于在第四代移动通信中采用0FDM和空时编码相结合的通信系统。本文就空时网格编码和0FDM相结合的通信系统性能进行了理论分析和仿真分析。

基于导频的OFDM信道估计方法 第3篇

关键词：无线宽带数字通信系统 符号间干扰 频率选择性衰减 OFDM

1 研究背景

移动通信系统是现代通信系统中的重要组成部分。它是指参与通信双方或至少一方信息的传递与交换必须是在移动中完成的。目前，移动通信技术在发展速度方面、技术的更新换代方面以及市场容量方面均显现出了其领先地位。而个人通信作为未来移动通信技术的目标，即实现任何人在任何时间任何地点以任何形式进行通信。

作为第二代移动通信系统的改进，第三代移动通信系统只是实现了从窄带通信系统向未来移动通信系统的过渡，而不是真正实现了宽带接入系统，因此人们对第三代移动通信系统之后（即4G）的研究日益关注，而研究的重点则是考虑在系统容量、通信质量、数据传输速率方面作进一步改进。第四代移动通信系统在消除符号间干扰以及频率选择性衰落中借助正交频分复用（OFDM）技术来提高频率利用率，速率的确有一定程度的改进，并且在原有基础上实现了扩容，使用户享受到宽带多媒体业务。第四代改善了无线信道下高速数据多径衰落的情况，减少了符号间的干扰，降低了噪声，系统性能大大提升。

2 OFDM基本原理

为了提高信号的抗多径干扰和抗衰落能力，首先把发送端需要发送的数据流分散到若干个子载波上，以免单个子载波的信号速率过高。同时，OFDM中所有子载波在正交情况下，使频谱重叠1/2，以便接收端可基于相关解调技术将各载波分离出来，并且可以消除码间干扰的影响。

■

图1 OFDM系统模型图

信道估计作为相关检测、解调、均衡的基础，成为了通信领域的研究热点之一。根据发送端所采用的调制方式（包括差分或非差分）的不同，在接收端可以用不同的方法加以解调。在发射机采用非差分调制的情况下，要求接收机就必须以相干解调的方式加以恢复。而在相干解调中每个子载波必须是同步的或者相位的偏移是已知的。与此同时，需要通过信道估计来提供信道传输系数的估计值，以确保接收机显示这部分信息。

3 OFDM系统中信道估计算法的分类

如何将高速的数据流分解为多路并行的低速数据流，在多个载波上同时进行传输是OFDM考虑的一个重点。对于低速并行的子载波，通过扩展符号周期，可以有效控制多径效应所造成的时延扩展的影响程度。将保护时间插入OFDM符号后，码间干扰的影响就基本上可以忽略不计了。

在OFDM系统中可用差分方式的调制解调，如DAB采用OFDM+DPSK，也可以用相干方式，如DVB-T采用OFDM-64QAM，还可以采用非相干方式。采用非相干方式和差分方式时，无需进行信道估计和信道均衡，而采用相干方式解调就必须进行信道估计和均衡。对于高速率数据舱来说，差分方式比相干方式的性能要差3dB。为了获得更好的性能，对高数据速率系统要采用相干方式解调。

根据实现途径，可将信道估计划分为频域信道估计算法和时域信道估计算法。时域信道估计算法根据的是时域抽样定理，相应的频域算法根据频域的抽样定理。事实上，只有符合抽样定理，才能进行DFT/IDFT变换，从而理论上得到无失真的原信号。

根据是否使用辅助数据，把OFDM系统的信道估计粗略地划分为：

①盲估计：采用盲估计方法时，即便发送数据未知，也不影响接收机对信道估计的完成情况，并且发送机无需发送特殊训练序列。该方法大大提高了系统的频谱效率，但为了得到可靠的信道估计接收机必须接收到足够多的数据符号。

②半盲估计：该方法实际是在数据传输效率与收敛速度之间做一个折中，也就是借助少量的训练序列来获取信道数据。

③非盲估计：无线移动系统的信道时时变动，在很大程度上均限制了盲估计算法的使用。所以通常对无线通信系统来说，都必须定期或不定期地发送一定的训练序列来训练接收机的信道估计器。在使用这种方法达到我们的目的的同时，又会造成带宽和功率损失，因此，比较适用于突发方式的传输系统，如WLAN等。在OFDM系统中，通常是利用规定某些子载波在需要的时刻传送训练序列，从而实现维持各子载波相互之间的正交性的目的，将这种方法称为导频。

4 基于导频的OFDM信道估计方法

4.1 基本过程

将导频插入发送端。借助导频，导频位置的信道信息可通过接收端进行恢复，继而通过内插、滤波、变换等方式获取所有时段的信道数据。

4.2 步骤

①发送端导频的选择与插入。

■

图2 梳状导频插入 图3 块状导频插入

②通过研究如何最有效地从导频位置恢复出导频时刻的信道信息，接收端基于所接收的导频位置的信号估计信道传输参数■。

③将导频插入数据流中进行信道估计，就能够参考已知点上信道响应的采样值对整个信道的响应进行估计。

4.3 信道估计的实现

信道估计的目的就是通过接收到的Z来估计信道的频率响应H。常用的有两种信道估计方法：最大似然准则（MLE）和最小均方误差准则（MMSE）。

4.3.1 最大似然估计

使P（z；h）？垲■exp[■Z Bh■Z Bh极大

可以得到h的最大似然估值，即求S？垲Z Bh■Z Bh的最小值■■？垲（BHB）lBHZ，■■？荥■。

4.3.2 最小均方误差准则（MMSE）

在无线信道中，假设h是一个Rayleigh分布的L*1复矢量，

使■（Z/h）？垲[Z ■（h）HS[Z ■（h）]P（h/Z）达到最小，

■■？垲（σ2Ch1 BHB）1BHr/λ，

其中Ch？垲E{hhH}，■■？荥■。

5 结论

本文对OFDM信道估计算法的研究背景、基本原理、分类以及实现方法进行了系统的分析和深入的探讨，并进行了仿真实验。随着宽带移动通信技术的发展，对OFDM技术的研究也持续推进，下一代的移动通信已经将其作为全面提高性能的核心技术。当然在研究的过程中，还有很多复杂的问题有待解决，如实现OFDM的关键技术之一，同步技术。

参考文献：

[1]Zhou Wenan，Li Zhen，Song Junde，Wang Daoyi.Applying OFDM in the generation mobile Communications[J].Electrical and Computer Engineering，2002.IEEE CCECE 2002.Canadian Conference on，2002，3：1589-1593.

[2]李悦，李子，蔡跃明，徐友云.OFDM系统中基于导频的低秩信道估计方法[J].通信学报，2004（10）：155-162.

OFDM分析 第4篇

关键词：正交频分复用,Matlab,误码率

0 引言

OFDM (Orthogonal Frequency-division Multiplexing)是一种特殊的多载波传输方案,它可以被看作一种调制技术,也可以被看作一种复用技术。选择OFDM的一个主要原因在于它能够有效地对抗频率选择性衰落或窄带干扰。20世纪90年代以来,由于OFDM具有一系列的优点,被广泛应用于众多宽带数据通信系统中,如数字音频广播及HDTV地面传输等。目前在对下一代移动通信关键技术的研究中,OFDM也被广泛看好,作为主要候选技术之一。

1 OFDM原理

1.1 OFDM的基本模型

OFDM系统的基本模型如图1所示[1]。

发送端将高速串行的数据流经串并变换变成N路低速并行数据流,以增加码元周期。每一路并行数据流与频域正交函数集中的一路载波相乘进行OFDM调制。经正交调制后的数据流相加合并送入无线信道。发送端模型用数学公式表示,如式(1):

其中,N表示子信道的个数,T表示OFDM符号的宽度,di(i=0,1,,N-1)是分配给每个子信道的数据符号。图1中,频域正交函数集中的每个子载波在一个OFDM符号周期内都包含整数倍个周期,而且各个相邻子载波之间相差一个周期。子载波的正交性由式(2)表述:

接收端从无线信道接收信号的同时与频域正交函数集中的N路载波相乘,产生出N路符号数据。N路符号数据经低通滤波生成N路软判决符号。N路低速并行符号经并串变换变成高速串行符号。接收端模型用数学公式表示如下:

1.2 FFT在OFDM系统中的应用

1971年,Weinstein和Ebert[2]把离散傅里叶变换(DFT)应用到并行传输系统中,作为调制解调过程的一部分,这样就不再需要带通滤波器,经过基带处理就可以实现FDM。而且在完成FDM的过程中,不再要求使用子载波振荡器及相干解调器,可以完全依靠FFT的运算来实现。带通滤波器、载波振荡器、相干解调器都是模拟世界的东西,实现复杂,稳定性差,体积大,一个有1000个子载波的并行传输系统,如果用这些模拟单元来实现,其规模不可想象。去掉这些东西以后,OFDM完全在数字世界实现,才真正揭开了OFDM应用的序幕。

1.3 保护间隔和循环前缀

1.3.1 保护间隔

应用OFDM的一个最主要原因是它可以有效地对抗多径时延扩展。通过把高速的串行数据流变换成低速的并行数据流,每个数据符号的周期可以扩大为原始数据符号的N倍,因此时延扩展与符号周期的比值也降低N倍。为了最大限度地消除符号间干扰,还可以在每个OFDM符号间插入保护间隔,而且该保护间隔Tg一般要大于无线信道的最大多径时延扩展,这样一个符号的多径分量就不会对下一个符号造成干扰。在这段保护间隔内,可以不插入任何信号,即是一段空闲的传输时段。然而在这种情况中,由于多径传播的影响,则会产生ICI,即子载波之间的正交性遭到破坏,不同的子载波之间产生干扰。

1.3.2 循环前缀

为了消除由于多径传播造成的ICI,可以充分利用保护间隔。一种有效的方法是将原来宽度为T的OFDM符号进行周期扩展,用扩展信号来填充保护间隔。将保护间隔内(持续时间用Tg表示)的信号称为循环前缀[3]。循环前缀中的信号与OFDM符号尾部宽度为Tg的部分相同,相当于把由多径时延移出的符号尾部放在了符号的前面,叫做插入循环前缀。在实际系统中,OFDM符号在送入信道之前,首先要加入循环前缀,然后进入信道进行传送。在接收端,首先将接收符号开始的宽度为Tg的部分丢弃,然后将剩余的宽度为T的部分进行傅里叶变换,然后进行解调。在OFDM符号内加入循环前缀可以保证在一个FFT周期内,OFDM符号的时延副本内所包含的波形周期个数也是整数,这样,时延小于保护间隔Tg的时延信号就不会在解调过程中产生ICI。

2 OFDM系统框图

一个实际的OFDM系统的实现是非常复杂的,图2简单说明了OFDM系统传送信息的具体过程:换,分成N个并行的子数据流,每个子数据流的速率为R/N。每个子数据流中的若干比特分成一组,每组的比特数取决于对应子载的调制方式(如PSK、QAM等)。个并行的子数据进行快速傅里叶逆变换,将频域信号转换到时域,输出时域的样点,再将CP(循环前缀)加到样点前,形成循环扩展的OFDM信元,经并/串转换后发射。接收端收到的信号是时域信号,经串/并转换后去掉CP。如果CP长度大于信道记忆长度,码间干扰(ISI)仅仅影响CP,而不影响有用数据,去掉CP也就除去了ISI的影响。然后进行快速傅里叶变化并经并串变化就可恢复出信息序列。

3 OFDM系统的MATLAB仿真

根据图2建立OFDM仿真系统框图,利用Matlab语言编程实现OFDM系统。信源是由Matlab的随机函数产生的一帧OFDM信号(0,1序列)。为了信号的有效传输,采用QPSK和QAM调制方式,之后插入保护间隔和循环前缀,以消除ISI和多径造成的ICI的影响。信道为高斯白噪声信道。如图3所示为不同调制方式下的仿真结果。

通过仿真可以看出,OFDM在拥有很强的抗多径干扰和频率选择性衰落能力的同时,在低SNR的情况下拥有非常好的BER性能,尤其是使用高阶QAM调制的时候也有很好的性能,是实现高速数据传输非常有效的手段。

4 OFDM系统的主要优缺点[4]

4.1 优点

减小ISI。OFDM把高速串行数据变成低速并行数据传输,增加每个符号的周期长度,从而有效对抗无线信道的时延扩展,减小ISI。

频谱利用率高。传统FDM是用滤波器把整个频带分割成互不重叠的子载波,子载波之间的保护频带很宽,OFDM允许子载波频谱交叠,从而提高频谱利用效率。

可利用FFT实现调制解调。OFDM用IFFT和FFT实现信号的调制与解调,目前FFT易于用DSP或FPGA实现,比之用传统的滤波器实现容易,体积小。

易于实现非对称性。上下行可以使用不同数量的子载波实现非对称业务。

受频率选择性衰落影响小。由于无线信道的频率选择性衰落,不可能所有的子载波都处于比较深的衰落中,因此可以通过动态比特分配和动态子信道分配,充分利用信噪比高的子信道,提高系统性能。

易于构成OFDMA系统。OFDM易于与其他多址方式组合构成灵活的多址接入系统,如多载波码分多址(MC-CDMA),跳频OFDM(FH-OFDM),OFDM-TDMA等。

抵抗窄带干扰。OFDM通过把高速串行数据映射到并行的多个子载波上,窄带干扰只能影响一部分子载波,接收端可以通过纠错译码恢复干扰引起的错误。

4.2 缺点

易受频率偏差的影响。OFDM的子载波互相交叠,只有保证接收端精确的频率取样才能避免子载波间干扰。由于无线信道的时变性,在传输过程中的时延扩展会引起接收端频率偏移,无线终端移动引起的Doppler频移也会使接收端发生频率偏移,接收端本地振荡器与发射端的频率偏差也是一种频率偏移。频率偏移会引起子载波间干扰(ICI),对频率偏移敏感是OFDM的缺点之一。

较高的峰均比(PAR)。OFDM发送端输出信号是多个子载波相加的结果,目前应用的子载波数量从几十个到几千个,如果各个子载波同相位,相加后就会出现很大的幅值,即调制信号的动态范围很大,这对后级RF功率放大器提出了很高的要求。

自从20世纪80年代以来,OFDM已经在数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)、基于IEEE802.11标准的无线局域网(WLAN)以及有线电话网上基于铜双绞线的xDSL中得到了应用,其中大都利用了OFDM可以有效地消除信号多径传播所造成的ISI干扰的这一特性。

5 结束语

虽然OFDM技术有其自身的缺点,但是由于OFDM高的频谱利用率和良好的抗多径干扰的能力此外,OFDM还易于结合空时编码、分集、干扰(包括ISI和ICI)抑制、以及智能天线等技术,最大程度地提高物理层传输的可靠性。如果再结合自适应调制、自适应编码以及动态子载波分配、动态比特分配等算法,可以使其性能得到进一步优化。因此越来越受到入们的重视。目前世界各国都在积极对OFDM技术展开研究,本文对OFDM技术作了阐述和分析,同时应用MATLAB对其进行了仿真,说明即使在低信噪比下OFDM系统也具有低的误码率。

参考文献

[1]孙妍.OFDM系统仿真与关键技术研究[D].

[2]Weinstein S B,Ebert P M.Data Transmission by Frequency Division Multiplexing Using the Discrete Fourier Transform[J].IEEE Trans. Commun,1971,19:628 - 634.

[3]吴伟陵,牛凯.移动通信原理[M].北京:电子工业出版社,2005.

OFDM信号的产生方法研究论文 第5篇

关键词：OFDM ； 上变频 ； DDS ； 插值滤波

分类号：TN911.3

Study on the Generation of OFDM Signals

( School of Electronic Science and Engineering , NUDT, Changsha 410073 )

Abstract: The main drawback of classical analogue generation of OFDM signals is the difficulty in ensuring accurate amplitude and phase matching between the in-phase (I) and the quadrature (Q) channels. In the paper, the digital generation of the I and Q baseband components is analysed, and then two new approaches to the generation of OFDM signals are introduced which overcome the drawback of the classical method and can be more easily implemented.

Key words: OFDM ； upconversion ； DDS ； interpolation filtering

引言

OFDM技术是利用多个相互正交的载波对信号进行并行传输的复用技术，OFDM传输系统具有频带利用率高、抗频率选择性衰落等突出优点；目前，OFDM技术被欧洲广播联盟用于陆地数字广播，此外，它在码分多址（CDMA）系统、非对称数字用户环路（ADSL）等无线及有线通信系统中正得到越来越多的应用。 用传统方法产生OFDM信号时，很难保证同相与正交通道之间精确的幅度和相位匹配，因而所产生信号的质量难以得到提高；文中给出两种产生OFDM信号的新方法，这两种方法各有所长，并且都避免了因在两个通道上分别进行低通滤波和模拟上变频而引起的幅度和相位偏差。

OFDM信号数字基带的产生原理及传统产生方法

OFDM信号是正交多载波调制信号,当各载波对应的子信号为线性调制信号时，它可表示为：

式中, 是有个载波的OFDM信号； 是的第个载波,是对应的调制信号,和分别是的同相分量和正交分量；是的中心频率,和分别是的同相分量和正交分量. 实际中,一般由 及来描述, 而在利用正交调制方法以为载波产生时, 需首先得到复信号，下面就分析与之间的关系。

若和的带宽为，两载波之间的频率间隔为，则在时可表示为:

设在区间上的傅里叶变换(频谱函数)为, 用周期为的冲激串对进行采样,并使采样点落在载波频点上,可得频谱函数,式中的即为的傅里叶反变换，式中的与的关系为：。 信号频域上的采样对应于时域上的周期延拓,当采样冲激串在零点有冲激值时，是一个周期复信号, 它与在区间（第一个延拓周期）上的值有固定倍数关系，因而在时可通过来表示。（由于要求采样点落在载波频点上，所以采样冲激串在零点上不一定有冲激值，的相位不一定是周期性的，在不同的幅度延拓周期内可能对应有不同的相移，不过，它在第一个延拓周期内的相移始终为零，故式总是成立的。）时域有限信号的频带是无限宽的，和的取值范围为整个频域，但由于的的能量主要集中在频点上, 故式中只用了这些频点上的分量来表示。在有些情况下，例如当是宽度为的矩形波对分别调制后的信号时（这时不是限带信号），及在之外的采样频点上的值恰好为零，的能量全部集中在频点上。

设， ,则当仅在频点上取值时，与是相等的。因所占频带为，它可通过序列得到，设序列为的点离散傅里叶反变换(IDFT), 则可看成是频移后的序列:

由于可由得到, 而可通过对个序列分别作离散傅里叶变换求出，因而，可先根据计算出，然后通过对其作离散傅里叶反变换得到在上的值；同理可求出在上的值。在得到后，可用不同的方法产生出；传统方法是将的实部和虚部分别进行数模转换和低通滤波得到模拟的同相和正交分量，再用两路正交的同频载波将它们分别上变频后加在一起而得到。这一方法可由图1来说明：

在这一方法的具体实现中，两个通道低通滤波器的冲激响应难以完全相同（图中它们分别用和来表示），两载波也难以精确正交（相位偏差用来表示），因而最后产生出的信号中会含有误差。根据参考文献[1],用以上方法产生时，频点上信号分量对应的平均信噪比为:式中为的频谱函数。

设，根据式，当只有相位偏差时，要使平均信噪比大于，需满足；当只有幅度偏差（）时，要使平均信噪比大于，需满足 或。

由以上分析，用传统方法产生OFDM信号时，信噪比指标直接依赖于本地振荡器的分相性能以及两个低通滤波器的一致程度，在有些情况下（例如在产生多进制QAM信号时），用这种方法很难获得所需要的信号质量。

产生OFDM信号的两种新方法

在基于传统方法探求产生OFDM信号的新方法时，除了要着眼于解决两个通道之间幅度和相位的不匹配问题之外，还应尽量减小方法的复杂性；以下给出两种产生OFDM信号的新方法。第一种方法是利用双通道直接数字频率合成器（DDS）对两路数字基带直接进行数字上变频的方法，它可由图2来说明。

在产生出和后，并不直接将它们向模拟域转换，而是先进行插值滤波，并将滤波后的两个序列送入双通道DDS，DDS首先将它们分别数字上变频，然后进行数模转换，产生出两路阶梯波，两路阶梯波相加并经带通滤波后即为。

这一方法的主要优点在于：一、由于采用了双通道DDS，两路载波能保持很好的正交。DDS是以全数字方式进行频率合成的，这种工作机理使它合成的.正弦信号的频率、相位和幅度均灵活可控，双通道DDS可输出两路等幅的正交载波信号，此外，在片内可对两路载波进行数字调幅、调相或调频。同模拟振荡器相比，DDS还具有相位噪声低和频率分辨率高等特点。二、由于对两路数字基带直接进行了数字上变频，故避免了因模拟低通滤波而引起的两基带分量在幅度和相位上的不一致。两路数字基带在上载波之前只经过了插值滤波，当插值滤波以软件方式实现时，便不会出现幅度和相位上的固定偏差。三、模拟成分少，插值滤波及前面的IDFT等运算可基于“软件无线电”的思想以软件方式实现。

在用目前的双通道DDS进行数字调制时，基带信号的带宽及载波频率都受到一定限制，（例如双通道DDS芯片AD9854的最高输出频率为120,每个通道幅度控制字的最大更新速率为50。）但随着双通道DDS产品性能指标的不断提高，这种限制将会越来越小。

第二种方法是通过在两个数字通道之间做切换而在一个模拟通道上产生出信号，再对其进行上变频和带通滤波后得到；的表示式为：

因实信号所占的频带为, 它可通过序列得到（为整数）。根据式，当时，，当时， 。在产生出和后，通过对进行内插入比例为2的插值滤波可得，从而能够在两个数字通道上分别得到在和时的值；在两数字通道之间进行切换可产生出序列，对进行数模转换和上变频（频移）后所得的信号为双边带调制信号，用带通滤波器将其上边带滤出即得到。这种方法可由图3来说明。

这种方法中由于只有一个模拟通道，故避免了因对两个基带分量分别进行低通滤波和模拟上变频而引起的幅度和相位偏差，仅有的幅度偏差源于插值滤波器的幅频波纹，但插值滤波器的幅频特性是可以精确估计的，并且用较少阶的插值滤波器便可获得很高的信号质量。

结束语

文中给出了两种产生OFDM信号的新方法。第一种方法是在传统方法的基础上引入了新型DDS器件，由于目前直接数字频率合成技术正迅速发展，因而这种方法有较好的应用前景；第二种方法则是基于新的产生原理，从根本上克服了传统方法的缺点，它可用于多进制QAM信号的产生。

OFDM分析 第6篇

关键词 OFDM 最大似然算法 定时估计 频偏估计

1 引 言

基于循环前缀的同步算法是利用OFDM符号循环冗余扩展的循环前缀携带的信息，利用它和符号尾端数据的天然的相关性，不需要额外的开销，避免了导频码或训练序列的同步估计带来的频率和功率资源的浪费。利用循环前缀的最大似然估计（Maximum Likelihood Estimation，ML）算法是由Van de Beek等人提出的[1]。

2 OFDM同步技术

在OFDM无线通信系统中，在传输过程中，接收机存在两个不确定性：一是接收机与发射机内的振荡器频率会存在一定的偏差，无线衰落信道时变性造成载波频率的偏移和相位的跳变，最终会导致子载波间的干扰，正交性的破坏。二是OFDM符号到达时间的不确定性，也就是说接收机不知道什么时候收到的数据为发射机发射的数据。

2.1 同步技术分类

在OFDM通信系统中，同步问题包括频率同步和时间同步。其中时间同步包括码元同步和采样时钟同步。码元同步的目的是找到FFT窗的位置，采样时钟同步是为了使接收端的模数转换器的采样频率和发射端的数模转换器时钟频率一致，频率同步为了使发射端和接收端的振荡器频率一致。

收发两端射频中心频率的不匹配会导致ICI，对于OFDM系统来说，载波的频率偏移所带来的影响会更加严重，如果不采取措施对这种信道间干扰加以克服，会对系统性能带来非常严重的地板效应，即无论如何增加信号的发射功率，也不能显著地改善系统的性能[3]。M.Mouri等人研究了频率频移对BER的影响，在1000个子载波下，频率偏移几个子信道间隔时，将导致30dB的干扰，严重恶化系统性能。同时指出频率偏移在1%之内对BER的影响较小[4]。

3 基于循环前缀的最大似然法估计

利用循环前缀的最大似然估计主要是利用循环前缀与OFDM符号中被复制的部分的相关性来进行符号定时估计和载波频率偏移估计。

在信号传输过程中，在接收端的一个不确定性是信号到达的时间，另一个是发射端和接收端的振荡器之间的频率偏差。前者产生了数据码元的相位旋转，建模为信道冲激响应延时δ（k-θ），其中θ是一个整数值。后者在时域建模成对于接收信号的一个复乘性衰减e。

3.2 仿真

仿真条件：子载波数 N=1024，循环前缀 CP=128，延时θ=25，归一化频偏ε=0.45，SNR=25dB，采用PN序列作为发送序列，经过64QAM调制，循环次数为1000次。3GPP的信道设置：选用3GPP SCM 中的urban micro模式，信道有6条主径，每个主径有20个子径，各径衰落服从指数分布，移动台速度为10m/s。

4 结论

图1和图2为似然函数和频偏估计曲线在AWGN信道和3GPP信道下的对比图。图中可以看出，AWGN信道下较3GPP信道下的定时峰值幅值高，更为尖锐。因此基于循环前缀的同步算法在AWGN信道下，定时点更易于检测，定时效果更好。如图3、4为在两信道下，频偏估计的性能曲线。

OFDM分析 第7篇

下一代无线移动通信系统的要求之一是能够提供高速宽带的多媒体传输业务。在无线环境中,高速数据通信受到频谱资源、功率和多径衰落等诸多因素的限制,这就需要采用各种技术来克服恶劣的无线信道的影响。正交频分复用(OFDM)技术由于可以最大限度地利用频谱资源、有效地减少由于无线信道的时间弥散所带来的符号间干扰,得到了广泛关注,成为研究的热点。同时OFDM同步又是OFDM的关键技术之一,研究OFDM同步技术的目的就是为了防止符号间间干扰和载波干扰。当前OFDM同步的算法是根据OFDM原理提出的基于数据符号方法,它的优点是捕获快、精度高,适合分组数据通信,具体的实现是在分组数据包的包头加一个专门用来做定时、频偏的OFDM块。基于数据符号算法又可以分为两子类:基于训练符号(导频码)的方法和基于循环前缀(CP)的方法。其中基于循环前缀的方法是在OFDM符号中插入保护间隔,保护间隔取符号尾部最后若干个样点的复制,当其中的任何一个位于保护间隔内时,另一个与它相同,两者的相关性较强;当不在保护间隔内时,这两个样点是独立的。利用保护间隔的这些特性可以完成OFDM系统中符号定时偏差和载波频偏估计[1,2]。

2 基于循环前缀的同步算法分析[3]

本文要讨论的基于ML(最大似然估计)时频同步算法是van de Beek等人提出来的,这是一个利用CP所携带的信息完成定时同步和载波同步的最大似然估计算法。它的主要思想是利用OFDM系统循环冗余扩展的循环前缀携带的信息进行同步估计,这样避免了基于导频码的同步估计带来的频率和功率资源的浪费。

如图1所示,假设观察接收信号r(n)的连续2N+NCP个样值。在这些样值中必然包含了一个长为N+NCP的OFDM符号。由于无法知道符号的开始位置,只能将其设为变量εt。定义两个索引集合(Index sets):

其中I表示的是OFDM符号最后NCP个样值,I′表示的是循环前缀的样值。将观察区间内的2N+NCP个样值作为一个集合,可表示为:

由于循环前缀是OFDM符号后一段的复制,所以集合I和集合I′中的元素是相同的。

通过一系列代数运算之后,可被简化为:

其中∠表示取复数的角度, 和 分别表示为:

r(n)和r( n+N) 的相关系数的幅度用ρ表示。

对于频偏εf 而言,要使式(3)最大,即使余弦项 达到最大值1,即:

其中k为整数。由于余弦函数由周期性,所以根据k的不同会得到很多个最大值。如果考虑|εf |<0.5,则k=0。这样就得到εf的极大似然估计值:

显然它是εt 的函数,所以要估计出频偏就必须对符号精确定时。由此继续化简可得到:

由于式(7)只与时偏ε t有关,所以可以得到εt 的极大似然估计值为:

图2显示了极大释然估计算法的方框图。和文献[3]相比,它增加了能量部分,能量部分是通过极大似然准则推导出来的,能量部分的引入弥补了单纯利用循环前缀相关性算法的缺点,使得定时更准确。

3 算法FPGA实现

如图3所示是同步算法FPGA实现框图,设计采用512抽样点,最大保护间隔按照NCP =5121/4=128计算。工作过程大致如下:

512位复数数据通过写地址存储到延时寄存器,存满以后通过读地址读出前128位复数据,同时和后面的直接输人128位数据到后级模块,两路数据分别做共轭乘和功率。延时寄存器模块,可用一个51216的双端口RAM,RAM的读写地址分别为128位计数器和512位计数器。共轭乘后的复数数据流送给两路移动求和模块,求功率后的值送给一路移动求和模块。Controler对累加器清零,同时控制RAM的读写和使能信号的产生。累加器采用16位二进制数累加,两路16位的数据移动求和之后去求符号平均,然后再和另一路移动求和的结果运算规一化求相关峰最大值,若出现相关峰的最大值就表明同步的到来,这时候标记该数据的地址,然后让Controler发出标志位置高,通知从该数据开始就可以进行FFT解调处理。如果没有相关峰最大值的出现,系统再循环读出后128位地址数据重复前面的运算直到找到最大相关峰。

在求归一化相关峰最大位置模块中,先求出平均移动和的实虚部绝对值之和,再除以功率,得归一化相关值。由于归一化值为小数,故需给结果乘以一因子,这里取2。由于ML同步脉冲是在最大值后持续ML窗宽时间输出,这期间最大值对应的相关和实、虚部保持不变,故求频偏模块可顺序计算,只须用ML同步脉冲将求频偏模块输出的频偏锁定输出。

经过QuartusⅡ5.0工具[4,5,6]的设计、编译、综合等一系列步骤基于PN序列同步系统融合成一块整体模块,如图4所示。

截取部分仿真结果如图5所示,时钟clk的周期是0.10ns,data_in是输入复数序列,12.8 ns之前的数据(循环前缀)是51.2 ns到64 ns之间数据的复制,在此时间段内result_comp输出相关峰幅度的最大值即是数据解调的临界点,result_arg对应的是频偏相位估计。图6的工作频率为82.03MHz。

4 结论

上述FPGA实现的是基于数据符号的OFDM系统同步算法,采用Altera公司的芯片EP1S25F102015进行试验仿真,该芯片有逻辑单元25660个,存储模块单元1944576个,DSP模块单元80个,I/O输出引脚707个,其中使用的芯片资源及相关情况如表1所示。

基于循环前缀的同步算法占用芯片资源适中,但是占用了27%的芯片I/O脚也稍显多,另外时钟频率也稍显低,设计电路较难,但是它达到更高的同步精度还要结合其他同步方式,它也是可以应用于无线信道通讯中。综合算法设计占用芯片资源以及相关情况的分析,算法在FPGA中的实现是可行的和可靠的,充分发挥了FPGA芯片集成密度大、速度快、功耗低、通用性好、适应性强和重复编程的特点。通常可编程逻辑芯片都能提供大容量逻辑单元和存储单元,因此芯片预留资源都是比较有富余的,考虑信号处理的实时行和可靠行就是我们关注的重点,当然成本也是我们考虑的一个因素,与此同时我们也要考虑电路的设计复杂程度,因为它也要影响数据处理的速度。

摘要：详细介绍了OFDM基于循环前缀(circle prefix,CP)的时频同步算法,然后利用Altera公司的芯片在QuartusⅡ5.0工具平台上对本算法实现了OFDM同步的硬件设计,并给出了软件仿真结果。

OFDM分析 第8篇

1 OFDM系统中的PAPR分析

OFDM信号是由多个独立的经过正交幅度调制 (QAM) 或相移键控 (PSK) 的子载波信号相加而成的, 在某时刻, 若多个子载波以同一个方向进行累加合成时, 就有可能产生比较大的峰值功率, 由此会带来较大的峰均比。峰均比的定义为:

其中, xn表示经过IFFT运算之后所得到的输出信号, 即[2]。由于信号幅度最大值出现的概率非常小, 用max (|xn|) 定义信号幅度峰值没有多大的实际意义。通常采用测量OFDM信号的峰值统计分布来描述OFDM系统中PAPR的特性。常用互补累积分布函数 (CCDF) 来描述OFDM信号的分布特性。根据中心极限定理, 只要子载波个数N足够大, 信号xn的实部和虚部将均服从均值为0, 方差为0.5的的高斯分布;信号的幅度服从瑞利分布, 功率服从具有两个自由度的x2分布, 假设z为系统的PAPR门限值, 样值xn的累积分布函数为[3]:

假设信号各个样点之间互不相关, 在未进行过采样的情况下, OFDM信号PAPR的互补累积分布函数CCDF为

若采用过采样, 可假定N个子载波过抽样信号的PAPR分布与N个子载波的未抽样信号的PAPR分布大致相同, 其中取值大于1。这样采用过采样时PAPR的互补累积分布函数为:

2 降低峰均比的技术分析及比较

目前, 降低PAPR的技术主要有三类:限幅类技术、编码类技术和概率类技术。限幅类技术是比较简单的降低PAPR的技术, 其硬件实现也较简单, 但是会引起信号的畸变。编码类技术在子载波数目较少的情况下比较适用。概率类技术也可以得到较好的PAPR抑制, 但是需要很高的计算复杂度和复杂的硬件实现。下面将对这些技术进行分析和比较。

表1各种降低PAPR方法的分析 (见文后)

3 结语

目前, 虽然降低OFDM系统峰均比的方法较多, 但是还没有任何一种方法能够在降低峰均比的同时实现低复杂度, 高编码速率和系统性能保持不变, 限幅类虽然简单直接, 但会导致带内噪声和带外干扰, 从而降低系统的误码率性能和频谱效率。编码类技术计算复杂度特别高, 纺译码复杂, 而且其信息速率降低很快, 只适用于子载波较少的情况。概率类技术也是计算复杂度较大, 现在许多研究致力于减少其计算量, 但还没有到实际应用, 仍需进一步研究。在实际系统中, 可以组合使用上述的方法, 从而以最小的代价获得最佳的系统性能。

参考文献

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[3]Richard van Nee, Ramjee Prasad.OFDM Wireless Multi-media Communications.Artech House, 2000.

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[5]Silimane S B.Peak-to-Average Power Ration reduction ofOFDM signals using broadband pulse shaping.VehicularTechnology Conference, 2002.Processdings.VTC 2002-Fall.2002 IEEE 56th, 2002, 2:889~893.

光纤通信系统中的OFDM技术分析 第9篇

1 OFDM技术简介

OFDM技术就是将高数串行的数据流转换成低速并行的数据流, 并将其在子载波中进行传输, 加长了符号的持续时间, 提高了数据的抗干扰能力。OFDM调制的关键技术是四进制相移键控 (QPSK) 。四进制相移键控 (QPSK) 是一种应用广泛的数字信号调制方式。其中有四种载波相位 (如图1) , 用来表示输入数字的信息。将二进制数据输入其中与四种载波相位结合, 二进制数据变换为四进制数据, 就是把二进制的0 和1通过编码后得到四组新数据 (如表1) 。这四个数据为四进制的四个符号, 通过利用接收到的载波信号相位与星座图判定解调器发送端的发送原始信息比特[1]。

OFDM技术能够有效提高频带的利用率, 并在子载波频谱重叠的情况下, 不会产生子载波之间的干扰现象。

2 OFDM技术的优势与不足

OFDM技术的优势有四个方面:频带利用率高、抗衰落能力强、抗码间干扰能力强和数据传输速度快。OFDM的缺点也比较明显, 主要有三个方面:峰值平均功率比较大、频率偏移较强、相位噪声频繁性负载算法和自适应调制技术为系统的设计增加了一定的难度[2]。

3 光纤通信系统的特性

在信息化的现代, 光纤通信有效解决了通信拥挤的问题, 由于其本身的特性使得光线通信系统在通信市场中占有一定地位[3]。

(1) 频带宽, 通信容量大。从物理理论上来说, 一根光纤能同时传输一千亿个话路。但是在实际工作中, 受到技术能力的限制, 目前暂时能够传输24 万个话路。相比较明线、同轴电缆和微波这些通信技术, 光纤通信系统是他们的几百、几千倍。而且, 一根光缆可以容纳几百根光纤, 结合波分复用技术, 能够大大扩宽光纤的频带, 提高通信容量。

(2) 泄漏小, 保密性强。保密性是如今信息化社会备受关注的问题。同轴电缆在几千米之外能够被窃听, 保密性较差, 而光纤通信的传输信号很难被窃听, 因此光纤传输的保密性强。利用光纤传输数据, 在传输过程中很难泄漏信号。

(3) 损耗小, 距离较长。通常来说, 电缆的损耗是几分贝, 光纤的损耗比电缆还要小很多, 相较于电缆和微波这两种信息传输, 光纤的传输距离比它们要长很多。

(4) 抗电磁干扰能力强。光纤的主要材料是石英, 而石英是绝缘体, 大大提高了光纤的抗电磁干扰能力。保证了光纤通信传输数据的准确性。

(5) 材料丰富, 方便维护。石英是一种化学材料, 其实质是二氧化硅。自然界中存在着大量的二氧化硅, 且价格低廉。且光纤重量轻, 体积小, 安装方便。因此, 光纤不仅具有丰富的原材料来源, 同时成本低, 且方便维护。

4 OFDM技术在光纤通信系统中的应用

根据OFDM信号生成方式的不同, 能够直接检测出OFED系统的差异。主要分为线性映射和非线性映射两种。前者需要直接将基带OFDM频谱中并复制到光OFDM的频谱上。后者不需要直接。在OFDM系统中, 色散系数会直接影响到传输距离, 所以, 需要补偿该电域或电域内的色散[4]。

直接检测光OFDM系统时, 光的强度信号能够被检测到, 光载波的相位和频率是无法被检测的。所以, 该系统无法修复初始数字信号。相干检测光OFDM系统能够弥补该系统的不足, 不但接收机灵敏度高, 且在同样功率下传输距离更长。另外, 子载波数目的不同会对CO-OFDM系统造成一定的影响。数目多会干扰信道, 树木少会降低频谱利用率。因此, 需要严格控制子载波的数目[5]。

CO-OFDM系统能够补偿光纤中的偏振模色散。因此, 将偏振复用技术应用到CO-OFDM系统中, 能够有效提高系统容量, 并满足系统元器件的基本要求, 同时还能提升系统的运行速率[6]。

在设定偏振复用CO-OFDM中的仿真系统时, 需要结合实际情况, 选择合理的调制方式, 保持子载波数目正常, 才能有效提高系统运行速率, 同时在子载波数目为128 时, 可以选择偏振复用技术, 进行合理调制, 控制子载波数目, 在提高系统频谱利用率的同时还能减少系统误码率, 全面提升系统的性能。

5 结语

综上所述, 光OFDM技术囊括了OFDM技术和光纤通信的所有优点, 在未来信息传输系统中的实际作用还需要相关专家学者进行更深层次的研究与探讨。

摘要：OFDM技术不仅具有较高的频谱利用率, 同时具有较强的抗非线性能力, 在光纤通信系统中具有抗多径效应的优点, 同时也增强了抗偏振模色散和色度色散的能力。这些特点使得OFDM技术在超长距离传输系统中备受关注。文章分析了OFDM技术的原理和优缺点, 结合光纤通信系统的特性, 提出PFDM技术在光纤通信系统中的有效应用。

关键词：OFDM技术,光纤通信系统,研究,QPSK

参考文献

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[3]林燕.高速光纤通信系统中的OFDM调制解调技术的仿真与实现[J].通讯世界, 2015 (3) :30-31

[4]宋红军.高速光纤通信系统中的OFDM调制解调技术的仿真与实现[J].信息通信, 2015 (6) :190-190

[5]钟祥睿, 付建国.基于OFDM技术的带宽为56-Gb/s光纤传输系统的仿真实现[J].计算机与数字工程, 2013, 41 (11) :1776-1778, 1794

OFDM分析 第10篇

正交频分复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) , 因其可有效对抗频率选择性衰落, 在无线通信领域引起广泛关注, 成为宽带无线通信的有效技术[1]。OFDM技术已被广泛采纳为数字音频广播 (DAB) 标准、数字视频广播 (DVB-T) 标准、无线局域网 (WLAN) 标准的物理层规范[2]等。

由于多径衰落和多普勒频移引起的子载波间串扰, 严重影响了系统的性能。因此, 接收机的信道估计十分必要, 算法的好坏直接影响到整个系统的性能优劣和实现的难易程度。当前大多数算法把信道假定为线性时不变系统, 不适用于快速时变系统[1]。而离散进化变换 (Discrete Evolutionary Transform, DET) 提供了一种新的时频分析的方法, 通过接收信号的时频表达式, 以及受到多径干扰和多普勒频移影响的信道的扩展函数来进行分析, 获得较完全的信道特性[1]。本文将对基于DET变换的信道估计算法进行研究和分析。

1系统模型

1.1信道模型

无线通信中, 存在多普勒频移的多径衰落信道的时变信道冲激响应如下[1]:

undefined。 (1)

式中, L为多径数;αi、Ψi、Ni分别表示第i径上的衰减、多普勒频率和时延。undefined为光速, ωc为载波频率。在无线通信系统中, 由于载波频率较高, 多普勒频移将十分明显, 造成很大影响。时变信道的参数将很难在时域估计出来。然而, 估计问题可以依靠信道的时变频率响应或其双频率函数相关的扩展函数在时-频域得到解决。上述信道模型的关于l的DFT变换如下:

undefined。 (2)

式中, undefined。通过对H (m, ωk) 关于变量m进行DFT变换, 可以得出双频率函数[1]:

undefined。 (3)

式中, undefined。此外, 信道的扩展函数可以通过对h (m, l) 关于m进行DFT变换, 或者通过对B (Ωs, ωk) 关于ωk进行IDFT得:

undefined。 (4)

由式 (4) 可以看出, 扩展函数的峰值位置是由多径时延和多普勒频率共同决定的。如果能获得这些值, 那么就可以用来消除时变信道的影响, 完全检测出发送的信息符号。

1.2OFDM系统模型

图1给出了OFDM系统的基带模型。

Xn, k进行IDFT变换得到时域OFDM符号sn (m) , 然后加入长度为LCP的循环前缀以消除码间串扰 (ISI) , 其中LCP≥L-1, L为信道最大抽头系数[4]。

undefined。 (5)

输出信号将受到多径衰落和多普勒频移的影响, 也还将受到高斯白噪声ηn (m) 的影响:rn (m) =yn (m) +ηn (m) , 接收机去循环前缀后, 进行DFT变换:

undefined

如果多普勒频移可以忽略, Ψi=0, 即可认为在一个OFDM符号内信道是时不变的, 在这种情况下, 式 (6) 如下所示:

undefined。 (7)

式中, Hn, k为信道频率响应;Zn, k为信道噪声的傅里叶变换。得到Hn, k后, 便可以通过一个简单的等式求出Xn, k:

undefined。 (8)

若信道中存在大多普勒频移, 则式 (8) 不再有效, 就需要在时变信道模型下, 用时-频角度来解决问题。

2信道估计

2.1基于DET的时频分析

一个非平稳信号x (n) , 0nN-1的离散进化变换 (DET) 表达式为[3]:

undefined。 (9)

式中, ωk=2πk/K, K为频率采样数;X (n, ωk) , 0kK-1为进化核。反变换可以通过下式得到:

undefined。 (10)

式中, wk (n, l) 为一个时频窗。

2.2OFDM信道估计

通过接收信号的进化变换来考虑扩展函数的计算方法。信号经过信道输出后, 去除循环前缀, 第n个OFDM符号的表达式如下:

undefined。 (11)

下面推导出yn (m) 的离散进化表达式:

undefined

式 (12) 也可以表达为矩阵形式:

y=Ax。 (13)

式中,

y=[yn (0) , yn (1) , , yn (K-1) ]T;

x=[Xn, 0, Xn, 1, , Xn, K-1]T;

A=[am, k]KK=Hn (m, ωk) ejωkm。

如果信道的时变频率响应Hn (m, ωk) 已知, 则Xn, k可以由下式得出:

undefined。 (14)

下面对Hn (m, ωk) 估计值进行推导, 对比式 (11) 和式 (12) , 得到时频核如下:

undefined。 (15)

也可以直接从yn (m) 通过式 (10) 计算出进化核Yn (m, ωk) 。

最后, 信道频率响应为:

undefined。 (16)

根据导频数据Xn′, k′, 通过式 (16) 来估计信道频率响应Hn, k的值, 然后通过Hn (m, ωk) 关于m的DFT变换, 得到双频率函数B (Ωs, ωk) , 再通过B (Ωs, ωk) 关于ωk的IDFT, 得到扩展函数S (Ωs, l) , 就可以得出信道参数αi、Ψi、Ni, 从而检测出发送的数据符号。

2.3时频接收机

得到信道的扩展函数和其相关的频率响应Hn (m, ωk) 后, 可以由一个如式 (14) 所示的时频接收机得出数据符号Xn, k, 实际上信道输出如式 (6) 所示, 可以写成如下形式:

undefined

式中, Bn (ωs-ωk, ωk) 为第n个OFDM符号时的信道双频率函数。上式可以写成如下矩阵形式:

r=Bx+z。 (18)

式中, B=[bs, k]KK=Bn (ωs-ωk, ωk) 为一个KK矩阵;r、x、z均为K1的向量:

r=[Rn, 1, Rn, 2, , Rn, K]T,

x=[Xn, 1, Xn, 2, , Xn, K]T,

z=[Zn, 1, Zn, 2, , Zn, K]T。

最后, 可由一个简单的时频等式估计出数据符号:

undefined。 (19)

这其实是从线性时不变信道到时变信道模型的扩展。

3仿真

仿真中, 多径数目L=5, 时延:0Ni20 μs, 多普勒频移:0ΨiΨmax=5 000 Hz, i=0, 1, , L-1, 每一条径的i值是随机选取的。输入数据经过QPSK调制, K=1 024个子载波, 其中导频符号为256个, 均匀插入。OFDM符号长度:T=153 μs, TCP=25 μs。子载波间隔:F=7.8 kHz。信噪比为0～15 dB。如图2所示, 在以下2种情况下, 比较误码率 (BER) :① 导频辅助信道估计 (PSA) ;② 本文采用的方法。根据仿真可以看出, 文中采用的方法, 在低信噪比下, 性能提高了1～3 dB。

4结束语

分析了无线时变多径衰落信道后, 研究了一种基于DET变换的OFDM信道估计算法, 由于对多普勒频移影响的时变信道进行了较为准确的估计, 有效地消除了多普勒频移以及多径时延对系统性能的影响。仿真表明, 在多径衰落和大多普勒频移下, 文中采用方法十分有效, 性能明显优于导频辅助信道估计。

参考文献

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[5]陈少平, 姚天任.正交频分复用通信系统中的快变信道估计[J].计算机工程与应用, 2004 (23) :6-9.

OFDM分析 第11篇

关键词：OFDM?无线信号?遥控遥测?子载波

中图分类号：TN914.53 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2012）10（a）-0147-01

1 OFDM技术的原理

正交频分复用技术是对单载波上调制的高速数据流进行分流，成为多股低速子数据流，在多个子载波上并列进行传输。由于各子数据流速率均仅占原数据流的小部分，也就意味着符号周期增大到原来的许多倍，要比信道极限延迟扩展要大得多，于是宽频选择信道就被划分成了多个窄平衰落信道，这样就具备了较强的抗脉冲干扰以及抗多径衰落的性能，在高速无线数据的传递输送中尤为适用。

1.1 系统结构

比特流在发信端经调制、串并等可变为多个支路，这样就使数据流到多个子信道上开展正交调制，其中快速傅立叶逆转换为其核心，将信息从频域转至时域，此外为令调制系统克服符号间干扰，需在调制输出符号间插入循环前缀，从而令各子信道在通过多径信道之后仍保持之间的正交性，经射频将调制信号放大之后再发送。接收端的操作与发送端是正好相反的，用的是快速傅立叶转换，这样就重新变成频域信号，之后采集出子载波相位以及幅度并且将其变为数字信号。

1.2 子载波的调制

正交频分复用技术为多载波调制方式，因信道不一样，各子载波自适应选择各自调制方式。子载波实现自适应调制，需经过信道估计等环节。其中信道估计的目的是得到信道状态信息，信道状态信息通常用信噪比以及传输函数来描述。选择发送参数的选用能改变调制方式以及发送功率等。最适参数的选择即特定条件之下的目标最优化。[1]

1.3 循环前缀

符号间保护间隔的插入，可有效的去除符号间干扰。插人的方法一般为符号间加零，也就是在发送符号之后的一段时间内不发任何信息，这段时间之后再开始下一符号的发送。这样，虽可有效去除符号间干扰，但会对子载波之间正交性产生一定的破坏，导致子载波间干扰。在现实使用时，为达到消除符号间干扰和子载波间干扰的双重目的，可利用循环前缀来充当保护间隔。

2　正交频分复用技术应用于军事遥控遥测系统中的关键技术

2.1 同步技术

无线信道传输普遍存在Doppler效应，因此无线信号会在传输过程中出现一定的频率偏移，使接收的信号在解调谱中呈现错误的定位。因此，OFDM系统要求子载波时间和频率严格同步，以使频率偏移的影响最小。OFDM技术应用于军事遥测遥控系统中的同步技术有以下几种：

（1）基于CP的同步技术。这种技术采用MLE算法，其估计频偏范围有限。一般只用于粗估计。（2）基于训练符号的同步技术。该技术是将已知信号在时域上加入到代发的OFDM符号中。一般置于OFDN的起始帧处。（3）基于子载波的频域导频同步技术。此技术是将某一子载波在特定的位置加入频域导频符号，以实现末端信号时间与频率的同步。这种技术常用于连续信号的遥测遥控系统。

2.2 PAPR 降低技术

OFDM无线信号是由子载波信道信号重叠起来的，因而会导致很高的功率比（峰值/均值），从而使频带内失真或者频谱扩展。一般解决该问题有以下几种技术。

（1）信号失真技术。该技术是指在OFDM无线传输信号的峰值附近采用非线性失真技术，从而使其峰值减少，使信号的失真程度降低。（2）编码技术。该方法是通过向前纠错编码组，使产生的PAPR较小，以实现末端对繁杂数据信息的纠错和BER的降低。（3）扰码技术。该技术是对OFDM技术进行重置，从而减少信号的失真。

3 正交频分复用技术应用于军事遥控遥测系统中的特点分析

军事遥控遥测系统中采用正交频分复用技术，具有很多优点，具体表现在以下各方面。

3.1 无线信号的传输速度显著提高。

正交频分复用技术的自适应调节机制可根据信道及其衰落程度使子载波使用不同的调制方式。当信道条件较好及衰落程度较小时，可以选用高效的调制方式。而当信道条件较差或衰落程度较大时，可以选用抗干扰能力相对较强的调制方式，以使误码率与频谱的利用率达到最佳平衡。此外，正交频分复用技术还可以通过加载算法，使更多遥控系统的信号数据在条件相对好的信道上传输。采用正交频分复用技术的军事遥控遥测系统，一般工作频段为2GHz以上，信道带宽大于10M，因此，可以满足吞吐量较高的军事遥测遥控系统要求。[2]

3.2 抗干扰信号的能力显著增强。

在现代的高科技战争中，信息电子的对抗非常激烈。敌方会采用各种方式，不遗余力干扰我方的电子信息系统。因此，这对军事遥测遥控系统的抗干扰性提出了更高的要求。由于OFDM频段只有一少部分会受到窄频干扰，采用OFDM技术的军事遥测遥控系统可以通过不使用易受到干扰那部分频段或者采用低调制和向前纠错等方法来增强抗干扰能力。此外，对于多径干扰，正交频分复用技术可以通过对码元序列的串并转换，提高码元序列周期，从而减弱或消除多径干扰。同时，正交频分复用技术采用CP（循环前缀）作为保护间隔，从而大大减少了码元序列间的相互干扰，保证各个信道间的正交性，大大减低了载波间的干扰。[3]

3.3 支持非对称性信号传输

对于军事遥控遥测系统，SAT（端站）到AP（接入点）间的无线上行链路上承载的数据多于无线下行链路。OFDM军事遥控遥测系统采用不同数目的子信道，实现上行与下行不同链路数据信号的传输。

3.4 频率的利用率相对较高

在现代的高科技战场上，各种无线遥测遥控系统纷纷登场，无线电频谱资源则逐渐短缺。正交频分复用的子信道采用重叠的正交子载波，相对于传统的使用频带保护子信道，频率的利用率显著提高。

4 结语

综上所述，正交频分复用技术是一种并行的信号传输技术，可以非常有效地对抗干扰，适用于多径传输环境的数据高速传播。因此，将OFDM技术用于军事遥控遥测系统中，可以大大提高军事通讯的抗干扰能力和保密程度。

参考文献

[1]　杨国.车载无线数据传输的可靠性研究[J].南京理工大学学报，2009，13（6）.

[2]　任小玲.正交频分复用技术研究与系统的仿真实现[J].中国无线电，2011（3）.

OFDM分析 第12篇

OFDM完整通信链路包含调制解调、信道估计、信道模型、信道编码、添加循环前缀、信道编码、信道交织等模块,大量文章分析并仿真验证了上述模块对OFDM系统性能的影响:张海霞等[1]分析了编码和子载波数对OFDM的性能影响;张理华[2]分析了OFDM的调制方式对系统性能的影响;分析了OFDM在COST207四种信道模型下信噪比与误码率之间的关系,但没仿真分析多普勒频移对误码率的影响;同时他考虑了OFDM在6径瑞利衰落信道下信噪比及多普勒频移对系统误码率的影响,但没分析多径对系统误码率的影响;吕爱琴等[3]分析了循环前缀 (CP) 和LS、LMMSE两种信道估计算法对OFMD的性能影响;张健康等[4]分析和比较了OFDM下LS和LMMSE算法,但LMMSE算法复杂,上述两篇文章都没有考虑LMMSE简化算法;柴守亮等[5]分析了LS和TLS算法;增玖贞等[6]对LS、LMMSE和低秩简化的SVD算法进行了仿真分析,但文章没有同时比较分析信道估计的有无对系统性能的影响;张家辉[7]等对奇异值分解算法做了进一步简化。

基于以上分析,文章首先简要介绍OFDM的基本原理,建立了系统仿真模型。然后采用QDPSK调制方式和LMS信道估计方法,仿真分析了OFDM在AWGN信道、多径衰落信道以及COST 207频率选择信道下的系统性能,同时考虑了多径和多普勒频移对系统的影响。接着研究了OFMD在LS、LMMSE和SVD信道估计算法下的性能,最后给出了仿真曲线并做了详细分析。

1 OFDM

1.1 OFDM 原理简述

OFDM是一种频谱利用率高的多载波传送方案。它的信息流被串 / 并变换为N路并行低速率子数据码流,子数据码流周期为Ts,转换后的并行信号周期为 ,子数据码流用相应子载波调制,各子载波间频率关系为

即子载波的频谱相互正交,f0是中频频率。设[d0,…,dN-1]表示数据符号序列,发射信号为:

用t=m Ts(m=0,1,…,N-1)对进行采样可得到N个样值:

OFDM调制原理如图1所示,OFMD解调原理如图2所示,Cn,0…Cn,N-1为需传送的数据比特经数字调制(如MPSK,MQAM等)后的复信号,子载波的调制和解调可以通过N点快速傅立叶反变换 (IFFT Inverse Fase Fourier Transform)和快速傅立叶变换(FFT Fase Fourier Transform)完成。

1.2 OFDM 系统仿真模型

根据OFDM基本原理,完整的基于MATLAB的OFDM系统仿真链路图如图3所示。串行输入的数据流首先进行信道编码和交织处理,形成有纠错能力和能避免长串突发性错误的序列,再经星座映射成为星座点对应的符号,进行串并变换,接着将映射后的复信号通过N点IFFT变换完成多载波调制,使信号能够在N个子载波上并行传输,中间插入导频序列用于信道估计;并串转换后插入保护间隔以减小符号间干扰和子载波间干扰,最后经数模转变形成一完整OFDM符号进入信道。接收端按照上述逆过程依次经过模数转换、去保护间隔、串并变换、N点FFT变换、信道估计、并串变换、将星座解映射、解交织解码9种数据处理方式得到输入的原始信息。

2 信道模型

无线通信系统的性能主要受到无线信道的制约[6]。无线衰落信道的两个基本特征是多径效应和信道的时变性。我们在实验中采用了三类信道模型:AWGN信道、瑞利衰落信道和COST 207信道。AWGN信道是一种最基本的信道模型,在此不再详细描述。

2.1 瑞利衰落

广义平稳非相关散射(WSSUS)被公认为是能够同时模拟多径时变特性的随机过程。当不相关路径个数很大时, 信道冲激响应的二次分量为高斯广义平稳非相关散射(GWSSUS中心极限定理)。瑞利(Rayleigh)衰落信道离散冲激响应为[8]:

其中,L表示路径数,τm是第m条路径的相应时延,θm(τ)服从均匀分布,hm(τ)服从瑞利分布。仿真时具体的信道参数见表1。

2.2 COST 207 信道

COST 207多径信道模型是欧洲电信标准协会(ETSI)提出的一个适用于典型传输环境的信道模型。根据地形的不同,COST 207给出了四种典型传输环境下的延迟功率谱密度和多普勒谱密度,包括远郊地区RA(Rural Area)、典型城区TU(Typical Urban)、恶劣城区BU(Bad Urban)和丘陵地区HT(Hilly Terrain)。其冲击响应模型为[9]:

上式中L表示离散传输路径数,αe是时延系数,等于第e条路径的平均时延功率的平方根; 是复确定性高斯过程;是离散传输时延。COST 207 12路HT信道模型参数见表2,其它三种环境的信道参数见文献[9]。

3 信道估计

根据先验信息的不同信道估计粗略可分为基于导频信号的估计和盲估计两类。其中,基于导频辅助的信道估计因其估计精度高、能够有效地补偿无线信道多径衰落的影响而被广泛应用。

3.1 信道估计算法分析

这里简要介绍两种基于导频的信道估计方法。一是基于最小平方(LS Least Square)信道估计,其表达式如式(6)所示:

其中,XP为发送端导频符号,YP为接收端导频符号。因为LS信道估计器没有考虑噪声的影响,所以其性能不是很好,但是在保证一定误码率的前提下,其复杂度相对较低。二是基于线性最小均方误差(LMMSELinear Minimum Mean-Square Error)信道估计,表达式为:

其中,为HP的LS估计值,RHPHP为信道矢量的自协方差矩阵,σ2n为白高斯噪声信号的方差。简化的MMSE估计器为:

其中,SNR=EXP(κ)2/σ2n代表平均信噪比,本文仿真时取1;β=EXP(κ)2E1/XP(κ)2是一个仅依赖于信号星座图的常量,本文仿真时取17/9。基于奇异分解(SVD,Singular Value Decomposition)方法简化的LMMSE估计器为:

其中,RHPHP=U∧UH,∧为对角阵,对角阵对角线元素为RHPHP的N个从大到小排序后的特征值,为简化计算只考虑前P个较大的特征值,后面N-p个值设置为0,仿真中p取16。

4 仿真结果及分析

本节根据表3设定的系统参数进行仿真研究,仿真均采用未编码 -OFDM系统方式,仿真结果如图4、图5和图6所示。

高斯信道和多径瑞利衰落信道下系统的误码率曲线如图4所示,SNR=0,OFDM在各信道上的误码率都约为0.2,SNR=10,OFDM在高斯、2、4、和6径信道下的误码率分别为0.0002、0.0023、0.0045、0.015,由此说明信噪比增加,系统性能改善,但路径越多,这种改善作用减弱,因为路径增加,信道时延扩展越严重,系统性能变差。SNR=10时,高斯信道上每增加2个路径,误码率分别降低0.0023,0.002,0.0105,说明误码率与路径不为线性变化关系。

OFDM在COST 207信道模型下性能曲线如图5所示,频移范围为0~900(Hz),根据多普勒频移公式fd(max)=fc·cosθ·V/C,C为光速3*10^8m/s,cosθ=1即信号接收角度与移动台速度相同,fc为载频2*10^9HZ。由此得出移动台速度为0~486km/h。从图5可以看出移动台速度V越快,多普勒频移fd(max)越大,系统误比特率越高,系统性能越差,这是因为多普勒频移会破坏系统子载波间的正交性,造成子载波间干扰,影响系统性能。在频移接近0时,系统误码率为0.01;在频移接近900时,系统误码率为0.5,是无多普勒频移时的50倍,由此可以看出多普勒频移对系统影响很大,通常采取分集或是均衡等技术能改善系统性能。在相同多普勒频移下,不同信道之间误码率差值范围约为0~0.1,随着多普勒频移的增加,差值范围缩小。当fd(max)< 250Hz时,HT误码率最低,系统误码率HT<TU<RA<BU;fd(max)> 250Hz时,HT误码率最高,系统误码率RA<BU<TU<HT,HT信道受多普勒频移影响最大,TU信道受多普勒频移影响最小。

不同信噪比条件下,运用LS、LMMSE和SVD三种信道估计算法,对一帧的OFDM符号块进行多次不同的信道估计所获得的平均误码率曲线图如图6所示。相同的信噪比下,有信道估计比无信道估计误码率低,说明信道估计能改善系统性能;在SNR=0时,信道估计对系统的改善约为0.04,在SNR=22时,信道估计对系统的误码率改善约为0.14,性能提升三倍多,说明信噪比越高,信道估计对系统性能的改善越明显。在图中LMMSE算法比LS算法误码率低,最大差值约为0.01,说明LMMSE性能虽优于LS,但改善效果并不大,因此在满足误码率的条件下,优先选择LS算法,可降低算法复杂度,减小系统运算开销;当SNR<14时,LMMSE算法和SVD算法性能一样;SNR>14时,LMMSE算法优于SVD算法,说明SVD算法在信噪比增加时,性能不稳定,它对系统复杂度的简化只适应于低信噪比条件下。

5 结语

本文针对OFDM技术进行计算机仿真研究,用MATLAB语言编写出OFDM整个系统。在不同信道下,仿真并详细分析多径和多普勒频移对OFDM系统性能的影响以及用三种不同信道估计算法对OFDM系统进行仿真,比较仿真性能,得出以下三个结论:

(1)OFDM系统能有效对抗多径效应,但多径效应对OFDM系统性能仍有影响,路径越多,时延越严重,系统的性能越差且误码率与路径不为线性变化关系。

(2)OFDM性能受多普勒频移影响,频移越大,系统的性能越差。RA、BU、TU和HT四种信道模型中受多普勒频移影响最大的是HT模型,最小的是TU模型。