不对称移相控制论文（精选5篇）

不对称移相控制论文 第1篇

一、风险投资概述

风险投资是20世纪中后期才发展起来的一种特殊的投资形式。它一般与极具成长潜力和盈利能力的高科技企业紧密相连。国际上接受过风险投资的著名企业有很多, 例如苹果公司、联邦快递、因特尔、微软、康柏等。风险资本是一种权益资本而不是传统投资中的借贷资本, 风险资本以股权方式注入受资公司。在企业运作过程中风险投资家并不把目光放在短期利润上, 而且还会根据企业发展需要进行追加投资。在企业发展到一定程度之后风险投资家在适当时机出售股份以获得收益、收回投资。与此同时, 成功后的高回报必然对应着高风险。风险投资业的风险来自多方面, 主要有宏观政策环境风险, 从业人员缺乏经验导致投资失败等等。

二、风险投资中的信息不对称

与一般投资相比, 风险投资中存在着更严重的信息不对称。相比金融机构, 风险投资家搜集信息的难度更大成本更高。因此风险投资家与科技企业在契约签订前后存在着两阶段由于信息不对称带来的逆向选择和道德风险。

1. 契约订立前的信息隐藏与逆向选择

信息隐藏是指博弈双方的某一方存在着对方不知道的信息, 在风险投资契约订立前就体现在风险企业家为了获得投资向风险投资家隐瞒自己企业的真实状况。例如某种科技成果仅仅处于设想或实验室测试阶段, 此时风险企业家对此项目的市场前景、增长潜力并没有进行过充分论证, 为了急于获得投资便向风险投资家虚报和夸大该项目的市场价值。同时高科技企业也存在着“天然的”技术壁垒。高科技企业一般包括微电子信息技术、生命科学技术、新能源技术, 航空航天技术等等。这些高端技术除了专业人员其他人是难以掌握的, 虽然不是风险企业家有意隐藏但这也导致了信息不对称程度的进一步扩大。

风险企业家进行信息隐藏导致了风险投资家的逆向选择。例如两个风险企业家的两个项目A和B同时需要风险投资资金的注入。如表1所示。

假设银行存款利率为10%, 由此可知风险投资家投资项目A所要求的风险回报为:

项目B所要求的风险回报为:

由于项目A的预期收益高于风险投资家要求的风险回报, 项目B恰恰相反。于是在信息对称条件下风险投资家毫无疑问会把资金投给项目A。但是如果信息不对称则风险投资家无法分辨哪个项目是A哪个是B, 此时风险投资家要求的风险回报为:

而项目的预期收益仅为1800万元, 所以两个项目都不会获得风险投资。综上所述此时信息不对称带来的后果便是质量低的项目 (项目B) 把质量高的项目 (项目A) 挤出了风险投资市场, 即风险投资家产生了逆向选择。

2. 契约签订后的隐藏行动与道德风险

在契约签订后风险投资家与风险企业家形成了一种委托代理关系, 其中风险投资家是委托人, 风险企业家是代理人。风险企业家掌握着企业的核心技术并对风险企业进行直接管理。风险投资家虽然也同时参与企业的管理, 但毕竟参与管理的人员有限无法有效监督企业的每个领域每道工序每项环节。于是风险企业家可能产生如下道德风险:利用个人知识盲目投资收益巨大同时风险过高的项目, 对企业总体收益没有全局考虑;没有全力工作, 代理人的努力与实际获得的收入不相称, 制造虚假财务信息, 将企业利润占为私有。这些在契约签订后利用私人信息满足企业家个人利益损害投资家利益的行为被成为隐藏行动。

三、风险投资运作中的双方博弈

由于投资家和企业家双方存在着严重的信息不对称, 因此双方在投融资过程中必然会进行一番系统的博弈。风险投资家要搜集更多的企业信息, 从而减小双方面的信息不对称。相反风险企业家要努力隐藏本企业的弱点, 向投资家展示企业积极的一面从而获得风险投资。双方的博弈为不完全信息静态博弈, 其博弈情况如表2。

1. 假设条件

A——风险投资家搜集信息后好项目中获得的收益;A’——风险投资家不搜集信息在好项目中获得的收益;B——风险投资家搜集信息后风险企业家在好项目中获得的收益;B’——风险投资家不搜集信息风险企业家在好项目中获得的收益。其中A>A’;B

2. 策略组合

风险投资家策略集合:I= (I1, I2) 。其中, I1=风险投资家搜集信息, I2=风险投资家不搜集信息。风险企业家策略集合:J= (J1, J2) , J1= (J11, J12) , J2= (J21, J22) 。其中, J1=好项目的风险企业家, J2=差项目的风险企业家, J11=好项目的风险企业家隐藏信息, J12=好项目的风险企业家不隐藏信息, J21=差项目的风险企业家隐藏信息, J22=差项目的风险企业家不隐藏信息。

3. 收益函数

风险投资家搜集信息的期望收益为:

P (A-C1) + (1-P) (-C1-E) =PA+PE-C1-E

风险投资家不搜集信息的期望收益为:

PA’+ (1-P) (-E) =PA’+PE-E

4. 博弈过称分析

从表2双方博弈的收益矩阵来看, 若风险企业家的项目是好项目, 则无论风险投资家是否搜集信息风险企业家不隐藏信息的收益都大于隐藏信息的收益。由此得出结论:好项目的风险企业家不会隐藏信息而付出无谓的隐藏成本。同理可得差项目的风险企业家会隐藏信息以获得风险投资家的投资。

在完全信息情况下, 如果风险企业家的项目是好项目, 则当A-C1>A’时风险投资家会进一步搜集风险企业家项目的信息, 反之不会搜集。而差项目会投资失败, 收益为负, 则不会投资。在不完全信息情况下, 即风险企业家的项目好坏不明时。若风险投资家搜集信息的期望收益大于不搜集信息的期望收益,

PA+PE-C1-E>PA’+PE-E

风险投资家搜集信息的期望收益更高, 此时会选择搜集信息。反之选择不搜集信息。

四、风险投资中的信息不对称分析及控制措施——有限合伙人制

在当今的美国和其他发达国家, 有限合伙人制已经成为风险投资公司的主要构成模式。有限合伙人制主要出现在出资者和专业风险投资人之间的委托代理关系中, 并且在这两者之间同样存在着严重的信息不对称。如果委托代理合同没有足够的约束, 那么专业投资人很可能为了自己的私人利益而损害出资者的利益, 而出资者无法对其每项活动都进行严密的监督。有限合伙人制因此产生, 这种制度既对专业投资人进行约束有对其进行鼓励。

在一个有限合伙人制风险投资公司中存在两部分人, 一般合伙人和有限合伙人。一般合伙人是指专业风险投资人, 有限合伙人是指出资者。一个风险投资公司的主要资金来源于有限合伙人, 出资99%, 每个有限合伙人按出资比例分享利润。但不能参与合伙公司的日常经营管理, 并且仅在出资范围内对公司债务负有限责任。为了进行约束, 一般合伙人也要出一小部分资金, 一般占1%, 他们可以获得公司总利润的20%～25%。负责合伙公司的日常经营管理, 并对公司债务负无限连带责任。有时一般合伙人的资金会分批投入, 这样就便于对一般合伙人进行考验。如果一般合伙人的业绩出色企业运营的好有限合伙人就会继续注入下一期资金, 如果企业运营不好, 有限合伙人就会停止资金注入。此外在双方签订的合同中还会明确提出, 一般合伙人的收益要与他们所创造的企业价值挂钩。对一般合伙人的主要限制还有不能投资与其利益相关的企业, 在权限外损害有限合伙人利益的行为有限合伙人有权诉诸法律。在这个制度中有限合伙人同样有限制, 有限合伙人所持有的公司股票不能像普通股票那样自由买卖, 在合同规定之日前是不允许退股的。

由此我们可以得出, 有限合伙人制中投资者的资金不是一次性注入公司, 而是分阶段投资, 这极大保护了投资者的利益。有限合伙制对风险投资者和风险投资家之间的信息不对称进行了有效的控制, 对双方利益的交集做了明确的规定。在风险投资合同中, 投资者投入的资金是有时效性的, 一旦风险投资家对公司的运作不利或者没能取得预期的收益, 出资者有权停止后期的投资并重新选择其他风险投资家。绝大多数有限合伙制合同都要求, 只有当有限合伙人全部收回累计投资后一般合伙人才会拿到他所赢得20%利润。这种制度既规定了一般合伙人的权利有规定了义务, 从而激励了风险投资家全心全意的为投资者创造价值。有限合伙制还有利于消除“逆向选择”。业绩好的风险投资家由于对自己的能力有信心, 所以更容易接受分期投资和与业绩挂钩等控制措施, 而避免了由于逆向选择造成的好项目的风险投资家被差项目的风险投资家挤占了市场的情况。

美国的风险投资业发展走在了世界的前列。美国风险投资领域的优秀经验值得我们借鉴, 特别是有限合伙人制更是对风险投资运作过程中的信息不对称进行了有效地控制。在我国风险投资业推行有限合伙人制可以采取以下措施:完善相应法律法规, 通过法律严格规定风险投资企业的性质、经营方式, 明确提出有限合伙制中的有限合伙人与一般合伙人的权利与义务。放宽风险投资的融资渠道, 例如闲置的养老基金、医疗保险金等社保基金可以加入到风险投资中。逐步撤出国有资金, 构建以民间资本为主体的风险投资体系, 拓宽有限合伙制的发展空间, 逐步实现风险投资企业融资渠道的市场化。着力培养专门的风险投资人才, 现阶段我国的这方面人才十分匮乏。风险投资公司的一般合伙人一定要由有丰富经验的风险投资经理担任, 这些人要有丰富的风险投资理论知识和管理经验, 有追求高收益的欲望和承担高风险的能力。综上所述我国应积极建立有限合伙人制的风险投资公司, 吸收和借鉴美国风险投资业的丰富经验, 牢牢抓紧出资和分配两个重要阶段, 限制与激励并存, 降低委托代理双方之间的信息不对称, 促进我国风险投资业协调快速发展。

摘要：风险投资是高科技企业创立、发展、壮大的助推器, 但同时风险投资的运作过程中又存在着严重的信息不对称。这种信息不对称使风险投资家在风险投资过程中面临着“逆向选择”与“道德风险”。本文分析风险投资中信息不对称现象的成因及由此引起的委托代理双方的博弈过程。并通过分析美国风险投资业应对信息不对称的优秀措施——有限合伙人制提出对我国风险投资业的的指导意义。

关键词：风险投资,信息不对称,博弈,控制措施

参考文献

[1]张维迎:博弈论与信息经济学[M].上海:上海人民出版社, 2004

[2]安　实　王　健　赵泽斌:风险投资理论与方法[M].北京:科学出版社, 2005

[3]陈德棉　蔡　莉:风险投资国际比较与经验借鉴[M].北京:经济科学出版社, 2003

[4]熊剑庆:论风险投资中道德风险的防范与控制[J].企业经济2008, (5) :166～168

[5]陈洪元　穆荣平:科技型中小企业与风险投资的博弈分析[J].科学学与科学技术管理, 2005, (6) :133～136

[6]夏少刚　纪凤兰:不对称信息与风险投资——一个博弈分析框架[J].财经问题研究, 2007, (4) :56～59

不对称移相控制论文 第2篇

近年来, 随着风能、太阳能等可再生清洁能源的大力开发和利用, 新能源的联网及远距离输电迫切需要一种更加经济、灵活、环保的输电方式。基于电压源换流器 (voltage source converter, VSC) 的柔性直流输电因具有独特的脉宽调制技术及有功功率、无功功率独立控制的特点, 而迅速成为清洁能源发电和交流主网之间理想的连接方式[1,2]。目前, 已投入的电压源换流器型高压直流 (VSC-HVDC) 工程多采用两电平或三电平的换流器, 存在串联器件动静态均压、开关损耗大等问题。模块化多电平换流器 (modular multilevel converter, MMC) 以其模块化设计、开关损耗低、输出电压波形质量高、电平易于扩展等优势成为解决上述问题的一种新拓扑[3,4]。

模块化多电平思想虽然由来已久, 但对基于MMC的高压直流输电技术的研究时间并不长。从国内外研究现状来看, 很多学者对VSC-HVDC输电系统稳态控制及故障控制策略研究较多, 而对模块化多电平换流器型高压直流 (MMC-HVDC) 输电系统的故障特性及控制保护策略研究并不多。文献[5-8]仅对MMC子模块故障特性, MMC-HVDC输电系统直流双极短路、直流侧故障控制保护及其故障态进行了研究。在电力系统实际运行过程中, 电网电压不平衡或各种不对称故障时有发生, 而这些故障会严重影响到MMC-HVDC输电系统的正常运行, 引起过流、直流电压波动及故障保护动作等。因此, 在交流系统发生不对称故障时, 必须考虑采取相应的控制策略来满足系统安全运行的要求。文献[8]提出了基于反馈化线性原理的控制策略, 文献[9]采用了基于比例—积分 (PI) 调节的双内环电流矢量控制策略, 但在不对称故障期间对负序电流的抑制及直流电压的波动控制得不够理想。本文根据MMC的稳态数学模型, 提出了基于MMC离散模型的稳态控制器。为了抑制故障条件下的负序电流, 设计了基于MMC欧拉—拉格朗日 (EulerLagrange, EL) 模型的正负序无源控制器。最后, 通过仿真验证了所述控制器和控制策略的有效性, 并对MMC离散控制的抗扰动能力及正负序无源控制与矢量控制的特性进行了对比分析。

1 MMC的基本结构和工作原理

1.1 基本结构

三相MMC拓扑结构如图1 (a) 所示, MMC共有6个桥臂, 每个桥臂由n个结构相同的子模块 (submodular, SM) 与1个桥臂电抗器 (电抗值为L) 串联而成, 每一相单元由上、下2个桥臂构成, 其中Udc为正负极直流母线间电压。SM是MMC的基本组成单元, 其结构如图1 (b) 所示, 其中usm为SM的输出电压, Uc为SM的电容电压。正常运行时, SM的工作状态有2种[10]: (1) 投入状态, Sp导通, Sn关断, 输出电压usm=Uc, 此时桥臂电流会对子模块电容充、放电; (2) 切除状态, Sp关断, Sn导通, 输出电压usm=0, 则SM被旁路。

1.2 工作原理

由于MMC三相对称, 故一端MMC单相等值电路如图2所示。图中:箭头方向表示各物理量的参考方向;usj (j=a, b, c, 下同) 、Rs和Ls分别为交流系统的等值电源、等值电阻和电感;upj和unj分别为MMC各相上、下桥臂输出电压, 用受控电压源等效;ipj和inj分别为MMC各相上、下桥臂电流。

根据基尔霍夫电压定律, 有如下关系式:

由式 (1) 可知, 在MMC中, 对各相上、下桥臂输出电压upj和unj分别进行控制, 确保MMC各相上、下桥臂投入的子模块数总和为n, 即可实现控制直流电压及换流器交流侧输出n+1电平电压的目的。

2 基于MMC离散数学模型的稳态控制

在稳态运行时, 根据图2所示等值电路, 可以得到在dq同步旋转坐标系下MMC交流侧数学模型为[11]:

式中:Le=Ls+L/2;usd和usq分别为交流等值电源usj的dq轴分量;ud和uq分别为MMC交流侧输出电压ucj的dq轴分量;id和iq分别为相电流isj的dq轴分量;ω为系统的基波角频率。

当MMC控制器采用数字离散控制系统时, 设控制系统的采样周期为Ts, 在采样时间t到t+Ts内, 式 (2) 中的电流微分项由欧拉近似公式将其离散化, 则可得MMC交流侧离散化数学模型为:

考虑到MMC的采样频率远高于交流系统基波频率, 在一个采样周期内电源电压的变化量很小, 故假设电源电压在采样周期Ts内不变化[12], 即

另外, 在实际控制系统中, 由于存在控制指令的计算时间, 电流内环控制器通常会有一个周期的延时, 故第t+Ts时刻的电压和电流瞬时值可以近似等于t时刻的参考值, 即

将式 (4) 、式 (5) 代入式 (3) , 可得MMC交流侧电流内环离散控制器模型如图3所示。

3 MMC-HVDC输电系统不对称故障控制策略

3.1 基于EL模型的正负序无源控制

在MMC-HVDC输电系统中, 当电网电压不平衡或发生不对称故障时, 电网电压除含有正序分量外, 还含有负序分量和零序分量, 为了隔绝零序电流流入MMC, 换流变压器连接换流器的一侧采用三角形接法, 而连接系统的一侧采用星形接法。因而在本文中, 故障时MMC交流侧电磁暂态模型只考虑正序分量和负序分量。

3.1.1 MMC的EL模型

由式 (2) 可知, MMC交流系统是一个两输入两输出的相互耦合系统, 对该系统可以采用基于EL模型的无源控制实现dq轴分量的解耦控制。

在交流系统三相电压不对称且只计基波分量的情况下, MMC交流侧数学模型可以分解为相互独立控制的正序模型和负序模型。MMC交流侧正负序电磁暂态模型分别经过同步旋转变换, 可得在dq旋转坐标系下MMC交流侧正负序模型为:

式中:u+sd, u+sq, id+, iq+, ud+, uq+分别为usj, isj, ucj在正序旋转坐标下的dq轴正序分量;usd, usq, id-, iq-, ud-, uq-分别为usj, isj, ucj在负序旋转坐标下的dq轴负序分量。

将式 (6) 、式 (7) 写成EL模型[13]的形式为:

式中:M为正定的对角阵;J+和J-分别为正、负序系统的反对称矩阵, 且J+=-J+T, J-=-J-T, 反映了系统内部的互联结构;R为对称正定矩阵, 反映了系统的耗散特性;X+和X-为正、负序系统的状态变量;u+和u-反映了正负序系统与外部的能量交换。

各矩阵具体表达式如下:

3.1.2 MMC正负序无源控制器

当MMC交流系统发生不对称故障时, 正负序系统期望的稳定平衡点为:

式中:i+dref和i+qref分别为正序系统状态变量id+和iq+的参考值;分别为负序系统状态变量id-和iq-的参考值。

令正负序系统状态变量误差分别为:

则由式 (8) 和式 (10) 可得:

取系统正、负序误差能量函数分别为:

为使正负序系统快速收敛到期望点, 式 (12) 快速变为0, 需注入阻尼加速系统能量耗散[14]。

设注入阻尼耗散项为:

式中:R+a和R-a分别为正负序系统注入的阻尼正定矩阵, ;R+d和R-d分别为正负序系统注入阻尼后的正定矩阵。

则由式 (11) 和式 (13) 可得:

为消除稳态误差, 实现解耦控制, 根据式 (14) 选择无源控制规律为:

则由式 (12) 和式 (15) 可得:

式 (16) 表明, 误差能量函数收敛速度快。

将式 (15) 展开得正负序无源控制器模型为:

则由式 (17) 、式 (18) 可得MMC正负序无源控制器如图4、图5所示。

3.2 故障时外环控制

3.2.1 抑制负序电流的外环控制器

由文献[15]可知, 根据控制目标的不同, 可以采用不同的外环控制器来实现内环无源控制器的参考电流值。本文采用抑制负序电流方案, 则可得无源控制器负序电流参考值为:

取同步旋转坐标系的初相位与正序电压空间矢量同向, 若只考虑给定有功功率Pref和无功功率Qref控制时, 可得无源控制器正序电流参考值为:

由式 (20) 得到外环功率控制器如图6所示, 其中kp和ki分别为PI控制器的比例增益和积分增益。

3.2.2 故障时的控制策略

1) 有功功率控制策略

对于MMC-HVDC输电系统, 希望故障时系统仍然能持续传输一定的有功功率, 但传输额定功率的多少视系统可承载的电流阈值而定。若系统正常运行时有功功率指令值未达到额定值, 在负序电流得到有效抑制的前提下, 对故障电流进行估算, 如果故障电流未超出系统可承受的电流阈值, 则无需调整有功功率指令值。如果故障电流超出系统可承受的电流阈值, 则必须对有功功率指令值加以调整, 确保系统不会过流, 同时保证系统最低功率的传输。

2) 直流电压控制策略

当MMC-HVDC输电系统定直流电压侧发生不对称故障时, 为保持直流电压的稳定和故障电流的对称, 可将定直流电压控制转换为抑制负序电流的有功功率控制, 而将另一侧的有功功率控制转换为定直流电压控制[16]。但要注意故障电流是否超过系统承受的电流阈值, 若超过则需降低有功功率指令值, 待故障解除后再恢复。

4 控制策略的仿真验证和分析

4.1 仿真模型及参数

为了验证基于EL数学模型的MMC-HVDC输电系统不对称故障控制的有效性, 在PSCAD/EMTDC中搭建了如图7所示的两端21电平的MMC-HVDC输电系统。系统具体参数如下:两端交流系统的额定电压为220kV, 换流变压器为Ynd接法, T1变比为220 kV/230 kV, T2变比为220kV/210kV, MMC各桥臂子模块数n=20, SM电容C=3 000μF, MMC1桥臂电抗L1=0.030H, MMC2桥臂电抗L2=0.025H, 直流电压Udc=400kV, 额定功率Pdc=400 MW, 载波频率fc=200Hz, 采样周期Ts=200μs。

4.2 算例

4.2.1 MMC1系统侧单相接地故障

故障前系统运行在稳定条件下, MMC1侧向MMC2侧输送额定功率Pdc=1.0 (标幺值) (基准值为400 MW) 。t=0.5s时, MMC1侧F1处发生单相接地短路, 故障持续时间为0.3s。故障时有功功率指令值由Pref=1.0 (标幺值) 减少为Pref=0.6 (标幺值) 。未采用负序电流抑制时, MMC1侧输出电流i1和MMC2侧输出电流i2及直流电压Udc如图8 (a) 所示, 采用负序电流抑制时的响应如图8 (b) 所示。对比图8可见, 故障时采用本文所提出的正负序无源控制器, 故障电流的负序分量得到了有效抑制, 故障时不仅保持了系统电流的三相平衡, 直流电压的波动幅度也得到了抑制, 由±5%减小到±2.5%。

4.2.2 MMC1侧两相短路故障

若故障前MMC1侧向MMC2侧输送功率Pref=0.5, t=0.5s时, MMC1侧F1处发生b, c两相短路。MMC1侧的有功功率P1、输出电流i1和直流电压Udc如图9 (a) 所示;MMC2侧的有功功率P2、无功功率Q2、输出电流i2和交流母线电压us2如图9 (b) 所示。

由图9可知, 即使系统故障加剧, 所设计的正负序无源控制器仍然能有效地抑制故障电流负序分量, 保持系统电流的三相平衡。故障电流的增幅约为稳定运行时的1.5倍 (不控制约为2倍) , 因而故障电流的增幅得到了有效控制, 直流电压的波动幅度亦得到有效抑制, MMC2侧的P2和Q2均控制得很好, 受故障侧的影响较小。但残余的负序电流使有功功率和直流电压仍有二倍频波动。

4.2.3 MMC2侧单相接地故障

若t=0.5s时, MMC2侧F2处发生单相接地故障, 有功功率指令值由Pref=1.0减小为Pref=0.5。MMC1侧的有功功率P1、无功功率Q1、交流母线电压us1和直流电压Udc如图10 (a) 所示;MMC2侧的有功功率P2、输出电流i2和交流母线电压us2如图10 (b) 所示。

由图10可见, 故障期间MMC1侧交流电压、直流电压、无功功率都能得到有效地控制, 受故障侧的影响较小。MMC2侧负序电流很快得到抑制, 保持了系统电流的三相对称。由于采用了故障时的控制保护策略, 故障电流的增幅也较小, 对换流装置起到了一定的保护作用, 同时也有利于直流电压的控制。

4.2.4 控制器仿真对比

1) 离散控制器与矢量控制器

当t=0.5s时, MMC1侧F1处发生单相接地故障, 当采用矢量控制时, MMC1侧有功功率P1及MMC2侧有功功率P2和无功功率Q2如图11 (a) 所示。当采用离散控制时, 系统的响应如图11 (b) 所示。对比图11可见, 采用离散控制时, 故障期间两侧的有功功率、无功功率的波动幅度都小于采用矢量控制时的值。故障时有功功率波动幅度减小, 直流电压波动亦会相应减小。因而MMC离散控制的抗扰动能力强于MMC矢量控制。

2) 正负序无源控制器与矢量控制器

若t=0.5s时, MMC2侧F2处发生单相接地故障, 采用正负序矢量控制时, MMC2侧输出电流i2及其负序电流的dq轴分量idn和iqn如图12 (a) 所示。可见负序电流抑制得较慢, 造成故障前期系统电流三相不对称。当采用正负序无源控制时, i2, idn, iqn如图12 (b) 所示, 故障时负序电流很快得到抑制, 而且抑制后的负序电流值小于0.05kA (矢量控制时约为0.5kA) , 保持了故障电流的三相对称。因此无源控制器的控制特性优于矢量控制。

5 结论

1) 本文设计的基于MMC离散数学模型的内环电流控制器, 抗扰动能力强, 具有良好的动稳态控制特性和故障恢复特性。

2) 提出的基于EL模型的正负序无源控制器能够有效地抑制故障系统中存在的负序电流, 保持了系统故障电流的三相对称, 其控制特性优于矢量控制。

3) 采用故障时的有功功率控制策略和直流电压控制策略能有效地控制故障电流的增幅和直流电压的波动。既保证了系统安全, 又能持续传输一定的有功功率。

需要指出的是, 在系统故障时虽然采用抑制负序电流的控制, 但故障侧的有功功率和直流电压仍含有100Hz的波动分量。要抑制这种二倍频的波动, 需另外设计正负序外环控制器, 而抑制负序电流控制和抑制二倍频控制是不能同时实现的。

不对称移相控制论文 第3篇

理想情况下, 电源是不受负载情况影响的, 但是实际的电源都有一定的输出阻抗, 因此会导致输出电压波形畸变。因此, 必须采取措施加以抑制, 在一定负载不平衡的情况下保证输出电压的平衡性。解决该问题常见的方法有以下两种。一种为在逆变器输出侧接变压器以提供中性点。这种方法可分为Δ/Y0变压器和中点形成变压器两种。Δ/Y0变压器为工频变压器, 体积庞大, 造价昂贵, 不适合批量生产。中点形成变压器在采用特殊绕线方法后虽然比Δ/Y0变压器小, 但体积和重量仍然偏大。为了克服以上方法的缺陷, 人们又提出了另一种方法, 即通过输出滤波电容提供中性点。这种方法也可分为两种, 一种为三相四桥臂矩阵变换器, 即通过增加的第四个桥臂中点与滤波电容形成的中性点相连来控制零序电流。这种方法控制难度较大, 但是性能优异, 越来越受到人们的重视。另一种为分裂电容式三相四线变换器, 即通过支撑电容的分裂中点与滤波电容的中性点相连, 提供零序通道。这种方法在控制策略和结构上比矩阵变换器简单, 但其必须保证分裂电容均压[1]

区别以上两种方法, 本文将提出一种新结构的Z源逆变器来解决三相负载不平衡产生的电压不对称问题。

1 Z源逆变器的原理分析

一般情况下的Z源逆变器拓扑结构[2]如图1所示。

Z源阻抗网络由大小相等的两个电感L1, L2和两个电容C1和C2组成, 并形成X型, 将变换器和直流电源或负载偶合在一起。

假设Z源逆变器一个周期的工作时间为T, T0为直通状态时间, T1为导通状态时间, 则T=T0+T1。如图2所示。

在T0时:

在T1时:

在一个开关周期中, 电感两端的平均电压在稳态下必然为0, 即∫0TVLdt=0, 则∫0TVLdt+∫0T (ES-VC) dt=0, 得:

由 (2) 和 (3) 可得, 逆变器输入直流电压峰值V'i和输出交流电压峰值V'x:

式中B是由Z源逆变器直通状态得到的升压因子, M是用于常规电压源逆变器调制时的调制系数, 是常规电压源逆变器的交流输出电压。由式 (5) 可见Z源逆变器的交流输出电压是通过一个升压因子B得到提升的, 这一升压特性在常规电压源逆变器中是无法得到的 (假设没有使用附加DC/DC升压变换器) [3]。

2 系统的设计与控制策略

2.1 系统的原理

基于上述的理论分析, 本文提出的新结构Z源逆变器电路拓扑结构如图3所示。

如图3所示, 逆变器中的三路桥臂分别与各自的Z源阻抗网络连接, 为了单独控制每一桥臂。在三相负载不对称而导致的电压波形不对称情况下, 可以通过给负载变化的桥臂加入合适的直通时间, 改变相电压从而使负载三相电压重新对称平衡[4]。这就是本文的思想。

2.2 Z源逆变器控制策略

由于在直流电源和逆变器串联了一个Z源阻抗网络, 通过在直通状态下, Z源电感给电容充电, 提升逆变桥直流侧电压值。为了将SVPWM控制应用到带Z源的逆变器中, 必须对传统的SVPWM进行修改, 使得同一桥臂上下开关管控制信号不再互补, 构造直通状态。在改进的SVPWM中, 在零矢量作用时间中取出一部分作为直通时间T直通, T0=T0-T直通为新的传统零矢量的作用时间。一个开关周期T被分为T1、T2、T直通、T0, T=T1+T2+T0+T直通, 此时

式中V直通是等效直通矢量。

由于非直通矢量V0和直通矢量V直通的合成不产生影响:即得到:

在不改变T1, T2的情况下, 在零矢量时间中抽出作为直通时间, 但是插入直通状态的时间大小与的大小存在约束关系:

根据公式 (5) 得, Z源升压因子:

2.3 Z源逆变器的SVPWM脉冲波

如图4所示, 在每个开关周期中插入6个直通状态, 每个直通状态持续的时间都为T直通/6。

直通状态只占用了零矢量的时间, 并没有影响到有效矢量V1和V2的作用时间T1和T2。每个开关管在一个开关周期中只开、关一次。各桥臂在一个开关周期中各有两次直通状态。根据第2节分析, 在一个开关周期中插入直通时间T直通的大小直接影响逆变器直流电压的大小,

通过调整插入直通状态的时间长短, 就可以调整Z源升压因子B的大小, 从而得到相应大小的直流侧电压。但是在单个开关周期中直通时间T直通必须小于T0, 并且

3 仿真实验

为了验证以上控制策略和调制方法的正确性, 本文在Simulink下搭建了一个开环仿真系统, 来验证单相桥臂加直通时间后是否能达到三相负载电压对称的目的。

仿真参数:直流侧电压为300V, 滤波电感7mh, 滤波电容10u F, 负载电阻为170Ω, 200Ω, 200Ω。

1) 在传统逆变器下[6]三相不对称负载的电压电流波形如图5和图6所示。

从图5可以看出三相负载电压不对称, A相负载电压低于B、C两相。

2) 采用本文提出的Z源逆变器进行调制, 在A相桥臂加入一个直通时间3 s~5 s后, 三相SVPWM脉冲波如图7所示, A相桥臂的上下开关管SVPWM脉冲波不互补。

得到的三相负载电压电流波形如图8和图9所示:

从图8和9可以看出, 三相负载电压对称, 电流不对称, 验证了本文控制方法的正确性。

4 结束语

通过对传统逆变器和Z源逆变器调制后的三相不对称负载电压电流波形分析, 证明了本文提出的新结构Z源逆变器在任意一项负载发生不对称的情况下, 都能通过对三相桥臂任意相单独加直通时间来调整相电压从而使三相负载电压重新对称平衡。这也为解决负载不平衡所带来的电压电流波形不对称继而引发的各种电器损坏问题找到了一种新的解决方法。

摘要：在电源逆变器中, 往往存在着负载不平衡的问题。为了解决这个问题, 将采用一种新的解决方法, 即引入一种新结构的Z源逆变器。在Simulink环境下建立系统仿真模型, 采用空间电压脉冲矢量控制策略, 构建Z源逆变器直通状态来解决三相不平衡负载的电压不对称导致的各种电器损坏问题。理论结合仿真实验, 论证了其正确性。

关键词：三相不对称负载,Z源逆变器,空间脉冲矢量,电压不对称,电器损坏

参考文献

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[5]李庭远, 郑建勇, 尤鋆, 等.Z源逆变器中SVPWM技术实现的研究[J], 通信电源技术, 2009, 26 (5) :1-4.

不对称移相控制论文 第4篇

交流电网压不平衡情况下, 针对发生不对称故障的控制, 主要是对故障电压电流进行正负序分离, 对正负序电流进行控制, 抑制负序分量的影响[6]。文献[7]采用单电流环, 通过前馈补偿系统的谐波。文献[8]以功率无波动为目标计算得到正、负序dq轴4个电流给定值, 但正负序电流的控制均基于正序dq坐标轴得到, 控制精度不高。文献[9]根据建立的正负序系统模型, 提出一种精确反馈线性化理论的正负序电流非线性控制策略。文献[10-12]使用基于输出有功无波动的正、负序双电流环控制器, 将结构对称的电流双闭环控制和瞬时功率理论相结合应用于VSC的有功功率平衡控制, 有效抑制交流系统电压不平衡引起的有功功率和直流电压的波动, 但都未考虑抑制负序电流的问题。本文针对海上风电场通过柔性直流输电并网方式下交流电网发生不对称故障时, 对正负序进行单独控制。从抑制负序电流的目的出发, 参考换流站前馈解耦控制方法, 提出带电压反馈补偿的负序电流控制策略。

1 风电场VSC-HVDC并网控制分析

1.1 海上风电场接入系统结构

海上风电场通过两端柔性直流输电系统接入并网, 风电场的各台机组通过风电场汇流母线汇流, 再经过风电场侧的升压变压器升压, 海上和陆上的换流站整流逆变后并网, 其拓扑结构如图1所示。

作为能量转换中枢的换流站有海上整流站 (VSC1) 和岸上逆变站 (VSC2) 。换流站设备包括换流

电抗器L、等效电阻R、直流稳压电容C、高通滤波器以及升降压变压器等。

1.2 电压源换流器模型

在dq旋转坐标系下, 建立电压源换流换流器的暂态和稳态数学模型。暂态模型:

稳态模型:

式 (1, 2) 中:ucd, ucq分别为换流器控制的d轴、q轴电压;ud, uq为电网d轴、q轴电压;id, iq分别为变流器控制的d轴、q轴电压;ω为电网电压的角频率。

根据瞬时有功功率理论, 换流器输送的有功、无功功率分别为:

根据能量守恒定理, 交流侧与直流侧有功功率相等, 则直流线路功率和电流分别为:

1.3 换流站控制策略

由于现在风电场主要应用双馈或者直驱风机, 其控制相对成熟, 频率等特性基本稳定。风电场侧换流器需要将整个风电场发出的功率整流后传递出去, 不需要分别是有功还是无功, 主要起到一个功率平衡节点的作用, 只要稳定住风电场的交流电压, 无需额外的频率控制或者功率控制环, 本文对风电场换流器的控制借鉴柔性直流输电向无源网络输电控制策略, 根据向无源网络供电控制策略, 采用直接电压控制, 参考换流器双闭环矢量控制系统, 在直接电压控制的基础上加入了前馈补偿电压项, 提高系统的动态响应速度、减小稳态误差, 控制风电场汇流母线电压和频率稳定[13]。网侧换流站采用双闭环结构的电网电压矢量控制, 基于控制直流线路上电压的稳定, 维持两端换流站功率流动的平衡, 外环采用定直流电压控制策略, 同时控制向系统注入的无功, 以便对电网进行无功补偿。

2 电网不对称故障负序电流控制策略

换流器的正常控制策略是双闭环控制, 内环是电流控制。不对称控制策略参考这种控制方法, 在电压电流正负序分解后, 在反向同步旋转坐标系下进行正负序独立的控制。进而抑制负序电流。

2.1 正负序分量检测

输电系统换流站都是通过Δ-Yd接线的变压器连接到交流电网, 换流站侧三角形接线, 交流电网侧星形接地, 当发生不对称故障时零序电流不能通过变压器, 则不用考虑零序分量对换流器的影响, 只需要考虑正负序分量即可, 将三相电压或电流分解成为正序分量和负序分量。在两相静止坐标 (αβ) 系下三相电量可分解为:

将正、负序分量分别转换到正、负旋转坐标系, 如图2所示, 那么正负序分量在正负序旋转坐标系下均体现为直流。

目前, 正负序分量检测有平均法和延时法2种。

(1) 平均法也称滤波法, 正序dq坐标系下正序分量为直流量, 负序分量为两倍基波频率的交流量;负序dq坐标系下负序分量为直流量, 正序分量为两倍基波频率的交流量;将三相量分别换算到正序dq轴上和负序dq轴上, 分别用100 Hz带阻滤波器滤除二次量就得到正、负序dq轴分量。由于带阻滤波器的使用, dq轴的电压电流共8个量都延时约半个周波。由于这些量都是直流量会在故障或者故障复归时有延时和相位滞后, 会影响检测效果, 降低正负序分离的精度。

(2) 延时对称分量法即矢量法, 利用电压或者电流的瞬时值以及上时刻瞬时值计算得到各相量的矢量, 如图3所示。延时方法计算速度快, 结构简单, 本文采用这种方法。延时法是进行对称分量变换获得正序、负序分量, 再分别dq变换得到所需要的正负序dq轴电压电流值。首先将三相信号经过克拉克变换, 转移到两相静止坐标系下, 再经过信号的延时和相位调整, 得到一组新的信号, 最后与原信号对消即可得到在两相静止坐标系下的正负序分量:

式 (6, 7) 中:uα, uβ为三相电压经克拉克变换得到的两相静止坐标下的电压;T为交流电网时间周期;uαp, uβp为正序分量;uαn, uβn为负序分量, 在经过dq坐标变换即可得到在旋转坐标系下的正负序分量。

2.2 正序控制

在电网侧有不对称故障情况下, 正序分量控制与稳态运行控制策略类似。电网电压参考方向取在d轴上, 得到d轴电压等于电网矢量电压, q轴电压为0, 即ud=us, uq=0。对直流电压和无功的控制可根据公式 (3, 4) 推导正序的d轴电流稳态值id+和q轴电流稳态值iq+的公式:

得到正负的d轴电流id+和q轴电流iq-后, 再分别加上经过PI控制器的修正量Δid+, 得到d轴参考电流i+dref和修正量Δiq+, 得到参考值i+qref。

根据换流器暂态方程 (1) , 经过外环得到的参考电流与测量的dq轴电流比较后经过PI控制器得到电压一阶电压vd+, vq+ (分别与电流i+dref, i+qref具有一阶微分关系) 。控制量u+cd, u+cq除了分别受id+, iq-控制外, 还会有交叉耦合项。因此, 对此控制器引入了前馈补偿项Δud+=ωLiq+, Δuq+=ωLid+, 实现dq轴的解耦控制, 从而得到换流器正序dq轴分量控制电压u+cd和u+cq, 即:

再经过坐标变换, 进而得到两相静止坐标系下的αβ轴分量u+cα和u+cβ。具体的控制框图如图3所示。

2.3 负序控制

交流电网系统发生不对称故障时, 产生的负序电流分量威胁着换流站的安全运行, 不对称故障的控制策略也是抑制产生的负序电流。根据式 (1) 描述的换流站暂态模型, 可以得到负序分量的暂态方程:

进而得到负序控制器的表达式:

式 (11) 中分别为d轴、q轴上负序电流参考值。

根据式 (11) 得到负序电流控制器, 最后得到的负序参考控制量再与正序控制量合成得到换流器的控制信号, 控制策略如图4所示。

为了抑制不对称故障引起的负序电流分量, 通常是控制负序电流为0, 即控制信号直接设置由图4可以看出, 换流站的控制系统由相对独立的正序控制和负序控制组合而成, 换流站的控制信号也是由正负序控制信号矢量叠加得到。因此, 电网中发生不对称故障时, 可以通过正负序分离后单独控制, 抑制负序电流, 保护换流器的安全。

3 仿真验证

基于以上建立的数学模型和提出的控制策略, 用PSCAD/EMTDC仿真软件建立的海上风电场柔性直流送电系统仿真模型如图1所示。海上风电场有100台2 MW双馈风机组成, 为了简化仿真模型, 用一台额定电压13.8 k V、额定功率200 MW的双馈风机代替, 经过13.8 k V/62.5 k V升压变压器与整流器相联, 再经过100 km的海底电缆连接岸上换流站, 换流器逆变后并入电网。柔性直流输电系统额定直流电压设定在±60 k V, 换流电抗器L1=L2=12 m H, 等效电感R1=R2=0.2Ω, 直流侧电容2C1=2C2=2000μF, SVPWM触发频率设定在5 k Hz。

3.1 正常情况下送电并网控制

为了验证在风电场出力变化情况下的系统控制情况, 在0.5 s后系统稳定后, 设置1 s时风电场并网运行, 此时风速9 m/s, 并在4 s时跃变到12 m/s, 仿真结果如图5—7所示。

从图5—7可以看出, 整个柔性直流输电系统能保证整个系统的电压的稳定和功率平衡, 将海上风电场发出的功率输送到电网中。

3.2 电网不对称故障负序电流控制

在发生在电网的故障中, 单相接地故障占到绝大多数。当交流侧电网在2 s时发生单相短路, 持续时间0.1 s, 仿真结果如图8—11所示。

图8—11中, uwf为风电场母线电压, us为交流侧电网电压udc1为风电场侧直流电压, udc2为岸上换流站侧电流电压。从图8—11可以看出, 交流电网中发生单相短路时, 对岸上换流站的影响较大, 而海上风电场汇流母线电压由于直流线路电压波动发生轻微的波动, 可见整个柔性直流输电系统对风电场起到保护的作用, 海上风电机组可以正常运行。故障期间的电网侧出现了负序电流, 对换流站危害较大。采用本文提出的负序电流控制策略, 抑制负序电流, 仿真结果如图12—16所示。

从图12—16中可以看出, 采用加入负序电流控制环的控制策略后, 正序电流在短路故障期间有轻微的波动, 负序电流故障期间控制在0.02 p.u.内波动, 得到了很好地抑制, 实现了控制负序电流控制目标。电网侧换流站功率波动也得到较好的平抑。

4 结束语

半桥三电平变换器的移相控制 第5篇

在输入电压为直流4000V, 输出为直流600V的开关电源中, 考虑到电路所需IGBT的耐压值、线路的损耗、线路的传输效率、控制方法的简单性以及线路的经济性等要求, 提出了高压半桥三电平变换器电路拓扑, 并采用移相控制方法对线路的参数进行了确定, 最后进行了仿真和小型样机验证。如图1所示为半桥三电平变换器电路拓扑, Cd1和Cd2是分压电容, 它们的容值相等, Cd1和Cd2上的电压均为输入电压的一半, D11和D12为续流二极管。Q1、Q2、Q3和Q4为半桥电路的开关管, 其中Q1和Q2组成上桥臂;Q3和Q4组成下桥臂;Q1和Q4导通信号互补, Q2和Q3的导通信号互补, 其导通信号之间的关系如图2所示。D1-D4分别为Q1-Q4的内部寄生的反并联二极管, C1-C4分别为Q1-Q4的结电容。不难分析出4个开关管的电压应力为输入电压的一半, 为了实现开关管的零电压开通, 在Q2和Q3之间引入Css1为联结电容, 它的容值很大, 当系统处于稳态时, Css1上的电压为输入电压的一半, 因此当超前管开关时, 滞后管的结电容不参与谐振, 同理当滞后管开关时, 超前管的结电容不参与谐振。Lr为谐振电感 (包括线路中的电感和变压器中的漏感) , 谐振电感和开关管的结电容共同作用来实现4个管子的ZVS。Lf为滤波电感, 其值比Lr大很多, Cf为稳压电容, 其容值很大。

2 状态分析和开关管的ZVS

如图2所示为触发信号, 一个开关周期中, 电路有8个开关状态。假定所有的元器件都是理想的, 并且滤波电感其中CLag为开关管的结电容。T0与T1之间和T4到T5之间均为Q1与Q4的死区时间, T2与T3之间和T6与T7之间均为Q2和Q3的死区时间。

2.1 开关状态0:T0时刻之前

在T0时刻之前, Q1、Q2处于关断状态, Q3、Q4处于导通状态;Q3和Q4的电压均为0V;由于Css1的缘故使得Q1和Q2的电压均为输入电压的一半即0.5Vin;, VD2导通, VD1截止。

2.2 开关状态1:【T0, T1】

在T0时刻关断Q4, 由于开关管的开关存在延时, 因此Q4延时一段时间后, 在T0与T1中的某一时刻真正关断, 即Q4的电流变为0, 电压变为0.5Vin, 因此, Q1的电压变为0V, 并且从Q4电流变为0的那一刻起, Css1开始对Q1放电, 由于Q3一直处于导通状态, 其电压为0, Q2的电压为0.5Vin, 因此, D12自然导通。

2.3 开关状态2:【T1, T2】

T1时刻, 开通Q1, 由于D12自然导通, 使得Q1的电压保持在0V, 因此在T1时刻开通Q1属于实现了超前管的ZVS。T1到T2的时间段内, Q1和Q3保持开通状态, Q2和Q4保持关断状态, 这个时间段内Css1一直在放电, 这个放电过程一直到T2时刻Q3关断才结束。

2.4 开关状态3:【T2, T3】

T2时刻关断Q3, Css1放电过程结束, 并且随着Q3的关断, Css1开始充电, C3开始充电。当Q3延迟一段时间电流变为0, 电压升为0.5Vin后, 由于Css1的作用, 使得Q2的电压保持为0V, T0到T3时间段内, 变压器二次侧均没有电流。

2.5 开关状态4:【T3, T4】

T3时刻开通Q2, 由于T3时刻前Q3的电压保持0.5Vin, 使得Q2的电压为0, 因此在T3时刻开通Q2实现了滞后管的零电压开通, 降低损耗。T3时刻之后, 很显然上桥臂的两个开关管Q1和Q2是开通状态, 下桥臂的两个开关管Q3和Q4是关断状态, 此时Q1和Q2上的电压均为0V, Q3和Q4上的电压均为0.5Vin, A点电位为输入电压, B点电位为输入电压的一半, VAB=VA-VB=0.5Vin, 因此Q1和Q2上的电流增加, 谐振电感上的电流ip增加, 变压器二次侧VD1导通, VD2截止。

2.6 开关状态5:【T4, T5】

T4时刻关断Q1, ip对C1充电, 同时通过Css1对C4放电, 由于谐振电感和滤波电感是串联的, 后者的值很大, 因此可以认为ip是几乎不变的。C1上的电压从0开始上升, Q4的电压从0.5Vin开始下降, Q1电流开始减小, 当Q1的电压上升至0.5Vin时, Q4的电压下降到0V, D11自然导通。

2.7 开关状态6:【T5, T6】

D11自然导通后, 将Q4的电压钳在0V, 因此在T5时刻开通Q4实现了超前管的ZVS。在这段时间里, ip的值等于换算到圆边的滤波电感的电流, T6时刻ip的值下降到Q2中的电流值, 并且在T6时刻Css1放电过程结束, 此时Css1的电压最低。

2.8 开关状态7:【T6, T7】

在T6时刻关断谐振电感中的电流ip给Q2的结电容充电, 同时通过Css1给C3放电, 使得Q2的电压从0V开始上升, Q3上的电压开始从0.5Vin下降, 到T6之后的某一时刻Q2的电压上升到0.5Vin, Q3上的电压就下降到了0V, 和Q3反并联的二极管D3自然导通。

2.9 开关状态8:【T7, T8】

由于D3的自然导通, 因此在T7时刻可以零电压开通Q3。T7时刻之后, 很显然上桥臂的两个开关管Q1和Q2是关断状态, 下桥臂的两个开关管Q3和Q4是开通状态, 此时Q1和Q2上的电压均为0.5Vin, Q3和Q4上的电压均为0V, A点电位为0V, B点电位为输入电压的一半, VAB=0-VB=-0.5Vin, 因此谐振电感上的电流ip反方向流动, Q3和Q4上的电流增加, 变压器二次侧VD2导通, VD1截止。

3 控制信号的产生

半桥三电平电路的控制策略是采用移相控制, 因此采用UCC3895[2]移相控制芯片来产生电路所需要的PWM信号。UCC3895内部包含误差放大器、PWM比较器、PWM锁存器、延时电路、输出驱动电路、自适应延时设定比较器、欠压封锁比较器、基准电压正常比较器、电流取样比较器和过流比较器等。

3.1 移相控制信号的产生

如图3所示为UCC3895结构图及相应的PWM驱动。RT和CT分别为振荡器的定时电阻和定时电容, 它们共同决定振荡器的工作频率。脚3RAMP接电流取样信号CS, 决定谐波电压的斜率, 从而可以使A端和C端输出的脉冲具有一定的相移, B端与D端输出的脉冲具有一定的相移。脚9DELAB为AB互补输出端之间的延时调整, 可以调整输出端A和B之间的死区时间, 脚10DELCD为CD互补输出端之间的延时调整, 可以调整输出端A和B之间的死区时间, 这段延时加到半桥变换器的两个互补输出脉冲之间, 可以通过调节R6、R7来改变死区时间。

3.2 控制芯片外围主要元件参数的确定

根据以下公式, 系统中的频率f=20k Hz, 取经计算。

根据公式 (2) 、 (3) 、 (4) 以及系统中互补的两个开关管的死区时间为300ns, 因此带入下面的等式中可以求得。

4 Matlab仿真结果

输入为4000V直流, 输出要求600V直流时的仿真结果如图4所示。

由图4可以明显看到, 4个开关管均实现了零电压开通, 并且它们的电压应力为输入电压的一半, 输出电压达到要求的值且波形稳定, 系统的传输效率较高, 线路损耗比较小, 证明这种移相控制的半桥三电平电路很适合高压输入的大功率用电场合。

5 试验样机电路参数的设计

根据本实验室现有的元器件搭建一个输入Vin为直流240V, 输出V0为50V, 负载电流I0为10A, 开关频率f=20k Hz的试验样机来验证这种控制方式下的高压半桥三电平变换器的效果。

(1) 主电路中元器件的参数确定以及选型

根据以下公式, 取副边有效占空比的最大值Deff-max为0.8, 整流二极管的压降VD取0.5V, 代入公式求得变压器的变比K=1.9, 因此取原边匝数N=20, 副边匝数N1=N2=10, 那么K=2, 此时Deff-max=0.84。

根据公式 (6) , 取丢失的占空比最大为0.1, 代入公式求得谐振电感Lr=24μH, 选择Lr=30μH, 此时Dloss-max=0.128, 有Dp-max=Deff-max+Dloss-max=0.965<1, 因此所取得谐振电感的值是合理的。

根据公式求得。

(2) 根据元件库的存货以及所需要的参数, 对元器件进行选型

它们均用3个型号为NIP-PON CHEMION RWE 85摄氏度400V 2200μF的电解电容并联组成;联结电容Css1=2200μF, 直接选用型号为NIPPON CHEMION RWE 85摄氏度400V2200μF的电解电容。

D11和D12以及VD1、VD2选择型号为DS145-08A的快恢复二极管。

开关管选择有反并联二极管的K75T60, 负载选择2个10Ω的发热炉子并联。

从实验结果可以看出, 半桥三电平变换器以及其移相控制策略很好地实现了预期目的, 实验样机完全达到了要求。

6 结论

本文结合移相控制策略对半桥三电平变换器进行了理论分析, 这种控制策略不仅可以使半桥电路工作在三电平状态, 还满足输出电压稳定和开关管电压应力为输入电压的一半的优势。本文对高压半桥三电平电路进行了仿真, 设计了一个小功率的实验样机并进行了试验, 结果表明半桥三电平变换器以及其对应的移相控制是可行的, 对于高压大功率场合同样适用。

参考文献

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