并联混合电动车（精选8篇）
并联混合电动车 第1篇
根据并联混合动力系统中电动机输出动力与汽车驱动系统的组合位置的不同,并联混合动力传动系统可分为单轴联合式、双轴联合式和单驱动系联合式等3种基本形式,这3种基本形式的动力传动系统都能实现发动机驱动、纯电动以及发动机/电动机联合驱动这3种驱动模式。此外,在特定情况下混合动力系统还可以实现驱动状态下的行车充电模式以及减速制动状态下的再生制动(能量回馈)模式[1,2]。根据路况,并联混合动力汽车在工作过程中选择其工作模式并进行能量分配,完成工作模式的切换。
按照时间尺度和系统响应特性,可以将混合动力汽车的控制问题分为两类[3]:①在稳态和动态过程中多个动力源的转矩分配(也可以是功率分配)与效率优化问题,主要根据两动力源的稳态特性进行控制,属于能量管理的研究范畴;②状态切换过程中动力源间的相互配合问题,属于动态控制的研究范畴,这一问题还涉及发动机转矩的实时反馈。
多年来,虽然对并联混合动力汽车的能量管理研究较多,但都主要集中在并联混合动力系统稳态过程中多个动力源的能量分配和效率优化方面[4,5,6,7,8],对控制策略中涉及混合动力系统工作模式切换过程中的转矩动态控制的研究相对较少。事实上,在状态切换过程这一很短的时间内,发动机和电动机的油门开度发生急剧变化,此时发动机转矩等输出由于其响应滞后于油门开度的变化而呈现动态特性,动态特性相对稳态特性有较大滞后,使输出转矩不足或出现超调;电动机则能迅速响应油门开度的变化而呈现出与稳态时几乎相同的动态特性[9]。这样,如果仍然根据稳态特性进行能量分配,势必因为发动机稳态特性和动态的差别而造成总需求转矩在状态切换前后出现较大波动,影响整车的舒适性。可见,在状态切换过程中,对发动机和电动机进行动态协调控制是必须的。
动态协调控制的关键在于控制切换过程中总需求转矩(即发动机和电动机转矩之和)的波动幅度,控制方法主要是以发动机的实时转矩反馈为基础,利用电机的快速响应特性进行转矩补偿,达到总需求转矩不产生大的波动从而提高舒适性的目的。日本丰田公司的Prius混合动力汽车利用其特有的动力分配机构很好地解决了发动机和电动机的动态协调控制问题,但该技术只适用于具备动力分配机构的混合动力系统,不具普适性[10]。为此,需要提出新的具有较大范围适应性的动态控制策略。
1 混合动力汽车的运行状态分析及控制算法的提出
以图1所示单轴并联混合动力结构为本文控制算法的研究对象。在该混合动力结构中,电动机与发动机共轴,由此决定了电动机的三种工作状态:空转、驱动及制动。其控制也相对简单,只是对电子油门的开和关进行控制,控制比较迅速。而要过渡到发动机工作或发动机关闭状态,则存在发动机的启动、调速和停机问题,在发动机启动和停机过程中还存在离合器接合与分离的问题,在此将这一问题统称为发动机的调速。相应地,混合动力系统动态控制算法中应包含发动机的调速控制。
表1为图1所示结构可能的5种运行状态。根据道路负载的大小,混合动力系统的运行状态可能在纯电动、发动机驱动、行车充电、联合驱动、能量回馈5种目标状态间相互切换。在任一运行状态下,混合动力系统的多能源总成控制器根据驾驶员的加速踏板开度确定出整车的需求转矩,并将这一需求转矩合理地分配给发动机和电动机,在此 表1 并联混合动力系统运行状态
称之为预分配。
以整车运行状态从纯电动切换到发动机驱动为例分析状态切换过程。切换前,假设电动机的输出转矩为60N·m,切换时电动机的目标转矩需要由60N·m快速变为0,发动机目标转矩需要由0很快达到电动机切换前的转矩60N·m,这样才不至于引起总目标转矩的波动。在这一切换过程中,发动机为了及时达到目标转矩,其节气门开度会在很短时间内快速增大到发动机目标转矩对应的节气门开度。由此可知,发动机在节气门开度变化过程中,输出转矩实际上不可能快速达到目标转矩,这样会引起状态切换过程中总目标转矩产生波动,进而造成整车的冲击,影响舒适性。与发动机存在响应滞后不同,电动机能很快响应电子油门,输出其目标转矩,如果在切换过程中能由电动机将发动机稳态转矩与动态转矩差值补偿到总目标转矩中去,则总的目标转矩可保持稳定。由此可见,在状态切换阶段,首先需要对发动机和电动机进行转矩预分配,确定两者的目标转矩,然后根据发动机和电动机的动态特性,对状态切换过程中出现的发动机转矩与预分配转矩的偏差进行适当的补偿。由此,补偿控制也就被包括在混合动力系统动态控制算法中。
综上所述,并联混合动力系统动态控制算法包括两方面的内容,即发动机、电动机目标转矩的预分配和动态切换过程中的补偿控制。补偿控制算法中,必须首先知道发动机的动态输出转矩,才能算出电动机需补偿的转矩,这正是上述发动机转矩估计问题。归结起来,并联混合动力系统动态控制算法可概括为“转矩预分配+发动机调速+发动机动态转矩估计+电动机转矩补偿控制”。其中,由于发动机调速控制只在部分工况下发生,故一般工况下动态控制基本的算法是“转矩预分配+发动机动态转矩估计+电动机转矩补偿控制”。发动机调速控制因发动机频域特性较为复杂,仿真很难达到预期效果,需进行大量调速试验研究,故本文不涉及发动机的调速仿真。
2 转矩预分配策略
转矩预分配策略属于混合动力系统的能量管理范畴。动态控制算法是以转矩波动不大为控制目标的,因此需要对发动机的转矩、电动机的转矩及总的需求转矩等进行识别。
转矩预分配研究主要包括两部分:①确定总需求转矩;②确定各工作模式下的目标转矩。鉴于逻辑门限控制策略的可靠性及较强的实现性,本文利用发动机与电动机的稳态效率脉谱(MAP)、挡位及蓄电池荷电状态(SOC)等来制订转矩预分配策略。
3 并联混合动力汽车发动机的转矩估计
如前所述,动态协调控制的方法主要以发动机的实时转矩反馈为基础,利用电动机的快速响应特性对发动机进行转矩补偿,达到总需求转矩不产生大的波动的目的。实现这一控制的前提是混合动力控制系统能实时反馈发动机的转矩。一般的发动机本身不提供发动机的转矩反馈,为达到混合动力系统动态控制的目的,必须对发动机进行稳态和动态转矩估计。
发动机的转矩估计方法目前主要有三种:基于发动机平均值模型、基于发动机曲轴瞬时转速波动和基于神经网络的转矩估计算法[3]。本研究通过AVL动态实验台测试了发动机的稳态特性和动态特性,并利用BP神经网络工具实现了对发动机稳态和动态转矩特性的估计。
图2、图3所示分别为经训练得到的发动机稳态转矩估计网络和油门开度变化率在dα/dt=100%s-1时的动态转矩估计网络。
4 电动机转矩补偿控制策略
在并联混合动力系统中,转矩预分配策略按照汽车驾驶员的转矩需求预先确定发动机和电动机的目标转矩,以使汽车按照驾驶员意图运行。在并联混合动力系统工作模式不断变化的过程中,可能引起发动机和电动机目标转矩的突变,造成动力源动力输出不足或超调,同时可能引起传动系统动力传递不平稳,需要进行电动机补偿控制。当并联混合动力系统工作模式发生切换时,可以充分利用电动机对转矩控制指令迅速响应的特性来调节发动机对其目标转矩的响应程度。这样就构成了并联混合动力系统转矩动态控制策略的基本结构,如图4所示。
由于发动机目标转矩Te是按照当前状态下发动机稳态效率MAP图确定的,因此目标转矩是发动机在当前状态下的稳态转矩,也就是说分配给发动机的转矩是多能源控制总成预分配的转矩。根据该转矩,多能源总成控制器给发动机油门控制器发送指令,通过控制发动机节气门开度来输出转矩,这一节气门开度指令是由节气门开度计算模块计算确定的。根据预分配转矩,节气门开度模块计算出当前状态下发动机需开启的节气门开度;发动机转矩估计模型根据这一节气门开度估计出当前状态下发动机实际输出的转矩。若发动机在当前状态下为稳态,则输出转矩为稳态转矩(即目标转矩Te);若发动机在当前状态下为动态,则对应输出转矩为动态转矩Te_d。稳态和动态是根据发动机节气门开度变化率的大小来判断的,一般情况下,节气门开度变化率小于25%s-1时即认为是稳态,否则为动态。
为了满足总需求转矩即变速器输入端转矩Treq的需求,此时需要电动机输出剩余的转矩需求,即对电动机的实际需求转矩应该为Tm_d:
Tm_d=Treq-Te_d (1)
这样就可以充分利用电动机对转矩响应迅速且任何状态下零排放的特点,来保证并联混合动力系统中的发动机在当前状态下效率最优而排放较低,并且弥补发动机转矩响应延迟导致的转矩输出不足或超调的缺点。
5 动态控制基本算法仿真
根据算法研究的需要,本文应用MATLAB/Simulink编制了整车仿真模型,并在此基础上进行了定工况和全工况仿真研究。
5.1 定工况仿真
在定工况过程中,并联混合动力系统的运行状态是预先设定的,即发动机和电动机的运行状态给定,不需要经过转矩预分配策略对两者的转矩进行确定。对采用转矩动态控制策略和不采用转矩动态控制策略的有关仿真结果进行对比,考察转矩动态控制策略在特定运行状态时的控制效果。定工况研究就是为了在特定工况中具体考察并联混合动力系统转矩输出的情况。本文仅以发动机驱动切换为纯电动的过程为例进行说明,假设切换前后传动系统传动比为1,驾驶员对动力系统的需求总转矩维持在45N·m,则切换前后发动机和电动机的转矩变化情况如表2所示。
图5、图6所示分别为发动机驱动模式向纯电动模式切换过程中不采用动态控制算法和采用动态控制算法得到的结果。如图所示,t=8s时混合动力系统工作模式发生了切换。比较图5、图6可看出,不采用动态控制算法时,动力系统的实际输出总转矩在状态切换瞬间出现了很大的波动(图5a),进而使得加速度出现了大的波动(图5c),这样势必影响整车舒适性;而采用动态控制算法时,尽管动力系统实际输出总转矩在切换瞬间也出现波动,但波动很小(图6a),加速度也波动不大(图6c),整车舒适性较好。
没有转矩动态控制时(图5),在系统发出状态切换指令后,电动机即刻停机,输出转矩由45N·m骤减到0(图5b),同时要求发动机能及时输出同样的目标转矩45N·m,但由于发动机对节气门信号响应滞后,
(c)整车加速度
(c)整车加速度
导致发动机实际输出转矩不能跟踪其目标转矩45N·m,动力系统实际输出的总转矩不能满足驾驶员的转矩需求,出现驱动转矩不足的现象,汽车加速度也随之急剧减小而产生较大的冲击,影响汽车动力传递的平稳性。
采用转矩动态控制时(图6),系统接到切换指令后,发动机接到45N·m的目标转矩指令,但发动机实际输出转矩不能即刻达到45N·m,只能由0逐渐增大到45N·m;另一方面,电动机的输出转矩也没有直接由45N·m减到0,而是利用其对控制指令响应的迅速性,根据发动机转矩输出情况,逐渐递减到0(图6b),从而保证了发动机和电动机转矩之和(即动力系统实际输出的总转矩)能够较好满足驾驶员转矩的需求,使得在工作模式发生切换的过程中汽车加速度变化比较平稳。可见,在并联混合动力系统定工况工作模式切换过程中转矩动态控制策略较好地保证了并联混合动力系统对动力性的要求,同时也可以保证动力传递平稳。
5.2 全工况仿真
全工况仿真是指对驾驶员模块中输入踏板行程参数后,随踏板行程、车速以及蓄电池SOC值等参数的变化,并联混合动力系统经历若干个连续状态变化的过程进行仿真。在全工况仿真过程中,发动机、电动机目标转矩按照混合动力系统转矩管理策略确定,并相应地确定混合动力系统的运行模式;转矩动态控制策略应能保证在混合动力系统工作模式发生切换的过程中,发动机和电动机输出转矩之和(即变速器输入转矩)满足驾驶员对转矩的需求,并保证转矩传递平稳。全工况仿真包括加速过程和减速过程,本文仅以加速过程的全工况仿真进行说明。图7和图8分别示出了不采用转矩动态控制策略和采用转矩动态控制策略时的仿真结果。驾驶员加速踏板的行程在第2s时以30%s-1的变化率增大,在5.33s时行程达到最大。随着踏板行程的持续增大,混合动力汽车的工作状态在4.67s时由纯电动切换为发动机和电动机共同驱动。
由图7a、图8a可看出,除变速器换挡期间发动机和电动机转速有差别外,其他期间转速曲线差别不大,这是因并联混合动力耦合系统转速存在1∶1的关系,使发动机和电动机转速相等。
图7b和图8b、图7c和图8c反映了车速和整车加速度的变化情况。由于采用了转矩动态控制,在并联混合动力系统工作模式发生切换的第4.67s时刻,图8b的车速曲线比图7b的车速曲线相应部分平滑。这是由于在混合动力系统工作模式切换时,电动机输出转矩有效地弥补了发动机转矩输出的不足,因而使得图8c中的汽车加速度曲线在第4.67s时较图7c的汽车加速度曲线相应部分振荡幅度小得多。
(e)需求总转矩与实际输出总转矩
图7d中,电动机首先启动,提供系统所需转矩,在第4.67s时由于电动机提供的转矩不能满足系统的转矩需求,因此发动机启动,参与提供驾驶员的需求转矩,混合动力系统的工作模式由纯电动切换为联合驱动,此后混合动力系统一直工作于联合驱动的状态。由于发动机对转矩需求信号响应的滞后,因此发动机输出的转矩变化较慢,但电动机输出转矩迅速按照整车控制策略的分配规则迅速减小。图8d中,由于运用了转矩动态控制策略,因此发动机输出转矩增大较慢;由于发动机参与提供系统所需转矩,电动机输出转矩有所减小,但由于电动机此时输出的转矩中还有应该包含发动机转矩输出的不足部分,因此电动机转矩输出减小速度较慢,这样在满足驾驶员转矩需求的前提下,同时也保证了转矩输出的平稳。
(e)需求总转矩与实际输出总转矩
由图7e、图8e可以看出,除去换挡引起的转矩波动以及工作模式切换引起的转矩波动外,两转矩曲线吻合较好,即并联混合动力系统能够较好地满足驾驶员需求转矩。在混合动力系统工作模式发生切换的第4.67s时刻,不采用动态控制策略时实际输出总转矩波动较大(图7e),而采用动态控制策略后,其实际输出总转矩变化平稳(图8e),达到了动态控制的目的。
6 结论
发动机稳态特性和动态特性存在较大差异,使得并联混合动力电动汽车在状态切换过程中,因发动机实际输出转矩与预分配的目标转矩存在差异而影响整车舒适性。为此,本文对混合动力系统状态切换过程进行分析,以切换过程中总需求转矩不发生大的波动为目标,利用电动机响应快的特点,提出了并联混合动力系统“转矩预分配+发动机调速+发动机动态转矩估计+电动机转矩补偿控制”的动态控制算法。为验证算法的有效性,搭建了整车仿真平台,并分别进行了采用动态转矩控制算法和不采用动态转矩控制算法的定工况和全工况仿真。仿真结果表明,上述动态控制算法能有力地解决并联混合动力汽车在状态切换过程中转矩波动大的问题,大大提高了状态切换过程中整车的舒适性。
摘要：并联混合动力汽车在发动机和电动机工作过程中,需要根据路况进行能量分配和工作模式切换。以并联混合动力汽车在状态切换过程中总转矩不发生大的波动为控制目标,提出“转矩预分配+发动机调速+发动机动态转矩估计+电动机转矩补偿控制”的动态控制策略。以MATLAB为仿真平台,搭建了基于整车动态控制的仿真模型,对上述基本控制算法进行了定工况和全工况仿真验证。结果表明,在各种状态切换过程中,动态控制算法能有效控制混合动力系统的转矩波动,保证动力传递的平稳性。
关键词：并联混合动力电动汽车,动态控制,控制策略,转矩补偿
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并联混合电动车 第2篇
摘要：双向DC/DC变换器作为电动汽车能量控制的关键性元件，是复合电源储能系统中不可或缺的重要部件之一，鉴于不同的双向DC/DC变换器拓扑结构的选择能够影响其成本的高低、性能的好坏，以电压、电流应力最小的双向半桥变换器为基础，采用不添增额外半导体器件的软开关技术，有效的减小器件的开关损耗，并选取两相交错式拓扑结构来弥补输出电压、电流纹波大的缺点，在双向Dc/Dc变换器中采用两个电流内环并共用一个电压外环的控制策略，通过仿真实验验证了该变换器能够实现对能量双向流动的稳定控制，具有零电压、零电流开关，输出电压、电流纹波小的优点，
关键词：双向DC/DC变换器；软开关技术；开关损耗；控制策略
DoI：10.15938/j.jhust.2016.04.016
中图分类号：TM46
文献标志码：A
文章编号：1007-2683（2016）04-0083-07
0引言
目前市场上的纯电动汽车绝大多数是以单一蓄电池为主能量源来驱动汽车的工况运行，而复合电源储能系统对于纯电动汽车的发展是一次质的飞跃，它能够提高电动汽车的续驶里程，减少蓄电池的大电流放电，从而起到节约资源、延长蓄电池使用寿命的作用，在电动汽车的工况运行中，双向DC/DC变换器能够抬高超级电容的输出电压以获得稳定可靠的直流母线侧电压，另外，在电动汽车制动的情况下，还可以通过双向DC/DC变换器将电动机的能量回馈到超级电容，从而增加电动汽车的续驶里程。
与几种经典的双向DC/DC变换器进行对比发现，双向半桥式DC/DC变换器所用的开关元件和二极管的电压、电流应力较小，并且只需一个电感就可以储存和释放能量。但如果将其运用在大功率负载情况下，所需开关管的等级较高，电感较大，则变换器的体积也相应增大。为了弥补上述缺点，本文以双向半桥式DC/DC变换器为基本单元，采用不添增额外开关器件的软开关技术，降低开关器件的功率等级，减小电感电流纹波，并有效的减小器件的开关损耗，提高变换器的工作效率，
2.双向DC/DC变换器的拓扑结构和控制策略
2.1双向DC/DC变换器的拓扑结构和工作原理
本文采用两相交错式双向DC/DC变换器拓扑结构，由两个基本半桥式双向DC/DC变换器交错并联构成，拓扑结构图如图1所示，在图1中，高压侧Vh为直流母线侧电压，低压侧Vl为超级电容侧电压，
采用两相PWM控制信号，每个单元的开关控制信号相差1/2个周期，且每个周期的导通时间相等，从而电感电流也互错叠加，纹波减小到原来的二分之一。
当变换器正向运行时，下方开关管Sd1、Sd2处于导通状态，与上方开关管Su1Su1共同构成升压模式；当变换器反向运行时，上方开关管Sd1Sd2处于导通状态，与下方开关管Sd1Sd1共同构成降压模式。
为了实现软开关的目的，变换器在实际的运行过程中为上下方开关管的驱动信号加入了死区时间，此时电感相当于独立电流源，使上下方开关管分别并联的小电容在死区时间内能够进行能量交换，从而实现零电压开通和零电流关断，以单相半桥式为例，对降压运行模式进行分析，升压运行模式同样适用，单相半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构如图2所示。
图2中，规定其电压电流的方向为正方向，Cl为低压侧滤波电容，Ch为高压侧滤波电容，Du和Du分别为上下方开关管SU和sd反并联的二极管，Cn和Cd为上下方开关管分别并联的小电容，高压侧%接电动机负载，低压侧VL接超级电容，当电动机处于制动状态下，电动机反馈的能量从高压侧vh经过变换器进行降压，传向低压侧Vl给超级电容充电，此时，sn为主开关，SD为辅助开关，图3给出降压运行模式下的波形图。
图3中，Vsu、Vsd分别为Su和sd的驱动信号，il为电感电流。
1）当to≤tCl时，如图3中，由于变换器工作在电感电流正负交替的状态下，电感L值较小，在t0时刻，il为负的最小值获取关断信号，即进入死区时间，此时Cd处于充电状态，Cn处于放电状态，当小电容完全充放电后，即进入tn-tl阶段，电感电流il流经上方二极管Du，此时开关管su工作在零电压开通（zVS）条件下，相应降低了开关管sd。的开关损耗，此状态直到开关管su拥有导通驱动信号为止。
2.2双向DC/DC变换器的控制策略
由于电动汽车在实际运行过程中频繁工作在加速、减速状态下，此时电动机的转速范围较宽，如果用蓄电池组直接驱动电动机运行会导致电动机的驱动性能严重恶化双向DC/DC变换器可以在负载发生变化或蓄电池组允许的输出电压范围内使电动机的驱动性能得到显著提高，本文对双向DC/DC变换器采用电压外环PI调节，避免负载突变对直流母线侧电压产生较大影响，保证母线电压快速达到稳定状态。
另一方面，在电动机突然制动状态下，大量由机械能转化来的电能会产生较高的反电动势，采用双向DC/DC变换器的降压模式，可将电能以低电压、大电流的形式回馈给电池组，以可调控的方式对电池组进行充电，故采用电流内环PI调节，本文根据前面的研究，所选用的电压电流双闭环控制模式如图4所示。
在每相基本半桥变换器中添加独立的PWM发生器模块，当在某个基本单元变换器存在故障时，两相交错式结构变换器仍可以继续工作，
汽车驾驶员在实际驾驶车辆的过程中，常通过踩油门、踩刹车、换挡位等对电动机发出运行指令，当电动机运行在电动状态下，双向DC/DC变换器采用通道1，变换器工作在升压模式，根据电动机的运行参数进行实时调节；当电动机运行在紧急制动状态下，双向DC/DC变换器采用通道2，使变换器工作在降压模式，根据超级电容给定的充电电压，实现电能回馈。
3.双向DC/DC变换器的仿真分析
针对电动汽车在实际行驶过程中频繁加速、减速和起动、制动，为验证所选变换器的拓扑结构是否合理，本文采用的参数如表1所示。
3.1Boost模式下双向DC/DC变换器的仿真分析
如图5所示为搭建的双向DC/DC变换器主电路的仿真模型，图6所示为变换器控制器CON—TROIJ，ER的子控制模型，为了简化变换器的控制量，内环采用总电流控制，外环采用输出电压控制，同时参照图1的总拓扑结构图加以分析。
图7所示分别为il、il1、il2的电感电流波形，电感L1和L2过零交替导通，主电路电流il的纹波是单个电感电流的1/2，有效的弥补了输出电流纹波大的缺点，同时，主电路的输出电流为20 A左右，是单个电感工作时的2倍，完全满足最大输出功率的要求，从而进一步增加了变换器的效率。
开关管MOSFET的电压、电流波形如图8所示，因本文选用的是MOSFET与续流二极管的整体模型，所以仅测出其整体模型下的电压电流波形，其截止电压即为输出电压，由于MOSFET开关管中存在导通电阻，在开关管导通时，其电压随着流过MOSFET的电流而逐渐增加，在MOSFET获取导通信号时，由于存在电流反向，MOSFET并不马上导通，而是等到电流过零变为正时，MOSFET实现ZCS，有效的降低了开通损耗。
超级电容的放电波形图如图9所示，在变换器的工作状态下，超级电容的端电压逐渐降低，在Boost模式中，图10、11、12、13所示分别为输入电压等于10、15、18、21，6 V时所对应的输出电压波形，超级电容作为输入动力源，其放电瞬间会产生较大超调，通过变换器的控制，在1ms内输出电压可达到稳定，图14所示为Boost模式下的输出电压波形，从波形图可以看出输出电压纹波小于5%，符合变换器的最初设计。
2.2 Buck模式下双向DC/DC变换器的仿真分析
Buck模式下的工作过程与Boost模式类似，图15为Buck模式下的总电流和单个电感电流波形，il1、il2正负交替导通，主电路的总电流i。的纹波是单个电感电流的1/2，有效的弥补了单相输入电流纹波大的缺点，
在Buck模式下MOSFET的电压电流波形如图16所示，MOSFET基本处于截止状态，当其获取导通信号时，因电感电流反向，电感电流经过二极管续流，此时MOSFET两端的电压为0，实现了ZVS，从而降低了导通损耗。
在Buck模式中，不同的超级电容端电压所对应的充电电压波形如图17、18、19所示，超级电容采用恒压充电，因负载侧的电压波动较大，将超级电容的充电电压稳定在18 V，考虑到在变换器起动瞬间，超级电容保存有一定的电压和电荷，则必然存在起动瞬间的放电过程，在5 ms内充电电压在许可范围内波动，随后电压保持稳定状态，由图20可看到超级电容的输入电压纹波小于5%，满足变换器的最初设计。
4.结论
本文为复合电源储能系统提供了一种采用软开关技术的高效率双向DC/DC变换器拓扑结构，与传统的双向DC/DC变换器相比，它的优点如下：
1）设计电感电流正负交替导通，不添加额外的半导体器件，实现主辅开关的零电压导通和反并接二极管的零电流关断，使变换器的工作效率得到提高，并且采用两相交错式结构有效的降低了电感电流的纹波。
2）采用电压电流双闭环的控制方式，即采用一个电压外环和两个电感电流内环，使得总电流反馈的响应速度较快，提升了变换器的可靠性和安全性。
并联混合动力汽车动力性能仿真 第3篇
超级电容式并联混合动力汽车结构
并联混合动力汽车的动力系统部件包括一个动力总成 (含发动机和变速器) 、电池组和电动机。动力总成和电动机都可以给汽车提供动力, 电动机还可作为发电机给电池充电。一般情况下, 并联混合动力汽车的变速器默认为五速, 默认的控制策略是并联电动机辅助策略, 混合动力汽车的负载为恒电功率负载。并联混合动力汽车的结构图如图1所示。
整车动力性能仿真
汽车动力性能指标中, 主要以汽车的最高车速、最大爬坡度和百公里加速时间来作为考量指标。ADVISOR本身自带有很多典型车辆的模块, 由于软件的源代码公开, 所以用户可根据自身需求修改模型。本车动力性能设计的要求为最大车速v≥140km/h, 最大爬坡度为15%, 0~100km/h的加速时间t≤14s。
本款混合动力汽车仿真模型, 仿真思路是以向后仿真为主, 向前仿真为辅。
整车动力系统技术参数
根据上述仿真流程, 在仿真前先要输入整车参数, 如整车质量、风阻系数等, 通过其中的变量编辑按钮直接修改并保存, 也可通过其Matlab-M文件来进行修改, 如发动机的万有特性等。经反复对参数进行匹配, 设定整车仿真参数见表1。
1.仿真参数选择
我国主要以E C E_E U D C循环工况为主, 在A D V I S O R仿真参数输入界面中, 选择C Y C_E C E_EUDC循环工况, 在该工况中, 总行驶时间为1 225s, 总行驶里程为10.93km, 最大行驶速度为120km/h, 平均速度为32.12km/h, 最大加速度为1.06m/s, 行驶过程中共停车13次。
在加速度性能测试选项中, 换挡延迟时间为默认值0.2s, 选择所有系统都可用, 选择0~100km/h所用时间、最高加速度和最高车速为输出的结果。在爬坡性能测试选项中, 爬坡速度为36.8km/h, 选择所有系统可用。
2.仿真结果分析
汽车行驶速度随时间变化如图2所示, 车速接近循环行驶工况的车速。图3所示超级电容作为蓄电池荷电状态的SOC曲线图, 每个抖动弯曲表明该电动汽车在行驶过程中频繁加减速过程中不断地回收能量给超级电容充电。由图3可知, 超级电容的荷电状态SOC在一段时间内变化比较平缓, 波动幅度较小, 有利于延长超级电容的使用寿命。汽车在该循环工况下, 当加速时, 电动机提供辅助驱动, 当减速或停车时, 电动机回收制动能量。
利用ADVISOR建立的仿真模型对该车进行动力性能仿真, 见表2, 仿真值与设计值对比表明整车设计和参数匹配方案可行, 且满足动力性能设计要求。
结语
并联混合电动车 第4篇
随着电网中各种各样的非线性设备, 如工业用电弧炉, 变压器, 旋转电机, 现代电力电子设备等的大量使用, 谐波问题日益突出。大量的谐波会使电网中电气设备产生附加的谐波损耗, 影响设备的正常工作, 甚至损坏电气设备造成事故。随着电力电子技术的飞速发展, 利用有源电力滤波器解决电力系统中的谐波问题已经成为一种重要手段。有源电力滤波器受电网阻抗的影响比较小, 不容易和电网阻抗发生谐振, 可以实现对电网谐波和无功的实时动态补偿, 将网侧电流补偿成为正弦波。本文利用MATLAB中的Simulink对并联混合型有源电力滤波器进行建模与仿真, 通过仿真结果来说明并联混合型有源电力滤波器的补偿效果。
1 并联混合型有源电力滤波器的原理
并联混合型有源电力滤波器的单相拓扑结构如图1所示。
混合型有源电力滤波器包括无源滤波器和有源滤波器两部分, 有源电力滤波器系统主要由指令电流运算电路和补偿电流发生电路组成。谐波和无功主要由无源滤波器补偿, 有源部分承受电压很低, 因而有源滤波器容量可以做得很小。图1中以单相系统为例 (可推广到三相系统) , 无源滤波器设置了3次和5次纯调谐支路, 根据需要还可设置7次, 9次或者高通滤波器。有源滤波器 (APF) 可以改善无源滤波器的补偿效果, 防止电网和无源滤波器之间可能发生的谐振。耦合变压器起到隔离、匹配变流器电压与电流容量的作用。
2 谐波电流的实时检测
谐波电流的实时检测是有源电力滤波器正常工作中的一个重要环节, 谐波电流实时检测的精度将直接影响到有源滤波器的补偿性能。目前广泛采用基于瞬时无功理论的ip和iq运算方式, 电路原理框图如图2所示, 设三相电路的电压和电流瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic。
图2中将三相电流瞬时值ia、ib、ic变换到α-β两相正交坐标系上得到iα、iβ, 根据定义计算出三相电路瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq, 经过低通滤波器LPF得出ip、iq的直流分量 即可算出被检测电流ia、ib、ic的基波分量iaf、ibf、icf, 进而计算出谐波分量iah、ibh、ich。图2中,
C-1为C的逆矩阵。该谐波电流检测方法中由锁相环 (PLL) 和正、余弦发生电路产生与a相电压ea同相位的正、余弦信号sinωt和-cosωt。
本文中用MATLAB所搭建的仿真模型中的谐波实时检测模块是同时检测电网侧的电流与负载侧的电流, 这种控制方式中, 指令电流信号主要来自负载电流, 在其作用下, 可对负载电流中的谐波电流进行很好的补偿。而检测电源电流的作用主要是抑制有源滤波器和电网阻抗之间的谐振, 是一种比较理想的控制方式。
3 电流跟踪控制电路
在有源滤波器中, 由谐波检测环节得到补偿电流的指令信号, 补偿电流发生电路根据此指令信号产生补偿电流。电流跟踪控制电路根据实际补偿电流与指令信号之间的关系得到控制主电路各个开关器件通断的PWM信号。
目前电流跟踪控制方法主要有周期采样控制、滞环比较控制、三角波比较控制。本文对并联混合型有源电力滤波器的仿真中采用电流滞环比较的控制方式。
将实际补偿电流信号ic与产生补偿电流的指令信号ic*的差值Δic作为滞环比较器的输入, 从而产生控制有源滤波器主电路中开关器件通断的PWM信号, 控制补偿电流ic的变化。
4 仿真模型
利用MATLAB中的Simulink模块、Sim PowerSystems工具箱等建立并联混合型有源电力滤波器的仿真模型。电网电压为35k V, 非线性负载采用三相桥式不可控整流器。各部分如下:
4.1 无源滤波器
无源滤波器采用LC串联调谐滤波器, 由电容器和电抗器串联而成。本文仿真模型中设置了调谐于5次、7次谐波及高通滤波器三个部分, 具体参数如表1所示。
4.2 有源滤波器
主电路采用3个“H桥”共用1个电容的形式, 在每相的“H桥”前端设置了耦合变压器, 使有源部分的电压电流等级与无源部分相匹配。
直流侧电容电压Uc按照公式 (4) 设计
式 (4) 中, Em为交流电源相电压的峰值。
本文仿真模型中选取Uc为100k V。
4.3 谐波检测
谐波检测仿真模型如图3所示, 主要由零序电流运算模块、三相锁相环 (3-Phase PLL) 、三相/两相变换模块、低通滤波器 (LPF) 以及有源滤波器直流侧电容电压PI调节模块构成。本文仿真中对并联混合型有源滤波器采取的是复合控制方式, 即同时检测电源谐波电流和负载谐波电流, 对各次谐波的滤除作用比较明显。
4.4 滞环比较
滞环比较仿真模型如图4所示。将实际补偿电流与产生补偿电流的指令信号通过滞环比较器从而产生控制有源滤波器主电路开关器件通断的PWM信号。仿真中滞环比较器的环宽设置为10。
5 仿真结果
通过MATLAB搭建并联混合型有源电力滤波器的仿真模型进行仿真, 得到未经过混合型有源电力滤波器补偿的负载电流波形及频谱和补偿后的电源电流, 分别如图5-6所示。
从图5中可以看出负载电流中存在大量的5次、7次谐波。谐波的总畸变THD=110%。
从图6中可以看出经过混合型有源电力滤波器补偿后的电流中已经基本不含有谐波成分, 谐波的总畸变THD=1.25%。
通过对并联混合型有源电力滤波器的仿真研究, 仿真结果验证了并联混合型有源电力滤波器在电力系统中治理谐波的良好性能, 为以后并联混合型有源电力滤波器的广泛生产和应用提供了理论基础。
摘要：并联混合型有源电力滤波器能很好地补偿谐波源产生的谐波。文中有源滤波器主电路采用3“H桥”共用一个电容的形式。利用MATLAB中的Simulink模块对并联混合型有源电力滤波器进行建模仿真, 并对仿真结果进行分析。
关键词：有源电力滤波器,并联混合型,3“H桥”,谐波,MATLAB仿真
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并联混合电动车 第5篇
分布式发电 (DG) 系统诸如风力发电、光伏发电、微型燃气轮机发电、燃料电池发电等, 形式多种多样, 其接入装置也各不相同。DG系统输出功率具有很强的随机性, 其运行状态对电网有很大的影响, 为保持DG的稳定输出功率, 常常在分布式发电系统内加入储能系统。在包含混合储能的DG系统中, 储能系统的控制策略和控制方式很大程度上决定了系统输出功率的稳定性, 因此有必要对混合储能系统的控制策略作深入的研究。
目前混合储能系统结构和控制方法形式多样[1,2,3]。总结起来, 混合储能系统并联结构方案可分为两大类:无源并联和有源并联。一般来说无源并联方案简单、成本较低、容易实现, 但是系统的可控性降低;而采用有源并联方案可以提升系统的控制性能, 储能体可以得到更充分的利用, 但设计相对复杂, 成本也较高。
锂电池与超级电容并联是最常见的混合储能系统组成方式之一。锂电池的电能密度比超级电容器高很多, 但是锂电池的输出功率密度远小于超级电容器, 而且寿命也比超级电容短很多。采用锂电池和超级电容相互结合, 互相补充缺点可以提高储能系统的性能。
在无源并联结构混合储能系统中, 储能体不受控制利用效率较低;在采用只含一个双向DC/DC变换器有源并联结构的混合储能系统中, 储能体中有一个直接与系统直流侧并联, 这样的结构无法完全发挥出混合储能的优势;在采用两个双向DC/DC变换器级联式有源并联结构混合储能系统中, 级联第二级的储能体要通过两个变换器才能实现能量交换, 其损耗较大;而在采用两个双向DC/DC变换器有源并联结构的混合储能系统中, 能蓄电池与超级电容器充放电电流可根据调度独立控制, 可以充分发挥混合储能的特长。
在传统的PI控制下, 系统鲁棒性较强, 可以得到很好的稳态性能, 但是在混合储能系统中, 初始电流冲击较大, 暴露出了传统PI控制动态性能差的缺点。模糊PI控制方法目前已广泛应用于电力电子装置的控制中, 采用模糊控制可大大较小冲击, 提升系统的动态性能[4,5,6]。本文提出将模糊PI控制方法应用于含两个双向DC/DC变换器有源并联结构的混合储能系统中, 并通过仿真分析对提出的理论方案进行验证。
1 混合储能系统结构和运行原理
系统结构如图1所示, 混合储能系统由锂电池、超级电容器、两个双向DC/DC变换器组成, 通过逆变换器连接电网。直流侧额定电压Udc, 锂电池额定端压Ub, 超级电容器额定端压Uc, Udc>Ub, Udc>Ub。L1、L2、L3、L4分别为双向DC/DC的桥臂电感。
当DG输出电压高于Udc的时候, 根据锂电池与超级电容器的状态进行操作, 若两者都已经充满电, 则双向DC/DC不传递能量;若其中至少有一个未充满电, 对其进行充电。当DG电源输出电压低于Udc的时候, 若两者都放完电, 则双向DC/DC不传递能量;若至少有一个可放电, 则进行放电操作。超级电容器的响应速度快, 寿命长, 所以优先使用超级电容进行充放电操作, 以延长锂电池的寿命, 提高储能系统动态性能和稳态精度。
2 普通PI控制
充放电过程PI控制的对象是通过锂电池和超级电容器的电流, 控制电感电流的大小和方向等于控制能量的流向。PI控制对每个电感L1、L2、L3、L4独立执行, 图2表示采用普通PI对单个电感电流进行控制的原理。
3 模糊PI控制
模糊PI控制方法可以在系统开始工作时可减小系统的过渡过程使系统很快到达稳定状态。
如图3所示为模糊PI控制框图, 模糊控制器的输入变量是误差e和误差变化Δe, 模糊控制器的输出变量是模糊PI参数变化量Δkp和Δki。其中, Kp1和Ki1表示上一次计算的Kp和Ki参数, 则模糊PI控制器当前的Kp和Ki参数计算如下:
模糊控制器的输入变量为e、Δe, 输出变量为Δkp、Δki, 它们的模糊子集数都为7个, 其模糊语言变量集均为{NB, NM, NS, ZE, PS, PM, PB}, 模糊隶属函数采用三角形的隶属函。e和Δe的基本论域为e, Δe={-1, -0.66, -0.33, 0, 0.33, 0.66, 1};Δkp的基本论域为Δkp={-0.1, -0.066, -0.033, 0, 0.033, 0.066, 0.1};Δki的基本论域为Δki={-50, -33.44, -16.66, 0, 16.66, 33.44, 50}。
由输入变量e、Δe生成输出变量Δkp、Δki的模糊控制规则如表1和表2所示。
4 仿真结果分析
4.1 普通PI控制仿真
图7为充电过程PI控制仿真结果。仿真参数设为电感均50m H、直流侧电压400 V、双向DC/DC开关频率10 k Hz、锂电池额定电压128 V、锂电池额定电流40 A、超级电容器额定电压147V。图7为PI控制下的充电过程仿真结果。从图7看出普通PI控制可以得到较好的充电效果。
图8表示对放电过程的PI控制仿真结果。实际仿真中采用2 k W负载作为混合储能系统的放电对象。由图可见普通PI控制下负载上出现了瞬时过压的现象, 并且过渡过程较长。
4.2 模糊PI控制仿真
从图7、图8可见普通PI控制对充电过程适应性较好, 但却不适用于放电过程。故此针对放电过程进行了模糊PI控制仿真, 系统仿真参数和4.1中的设置一致。
图9表示模糊PI控制下的放电过程负载情况。
图9仿真结果表明, 模糊PI控制大大改善了普通PI控制中出现的过渡过程, 表3为两种控制方法的对比。
5 结束语
本文总结了混合储能系统的结构形式, 并采用了超级电容与锂电池有源并联的系统方案。在混合储能系统中, 充放电过程控制是系统正常运行的关键, 由于超级电容器响应极快, 放电时出现瞬时电压过高现象, 本文使用模糊PI控制方法解决了这一问题, 提高系统的动态性能和稳态精度。仿真结果验证了本文提出的方法适用与控制混合储能系统。
摘要：目前分布式能源的开发和应用日趋广泛。对直流侧含有超级电容器和锂电池的混合储能系统 (HESS) 的模糊PI控制进行了研究, 采用有源并联结构, 锂电池和超级电容器分别由两个两相交错并联Buck-Boost型双向DC/DC变换器与直流侧连接。基于MATLAB Simulink仿真工具建立了系统模型, 分析了混合储能系统的充放电控制过程。通过模糊PI控制仿真结果与普通PI控制仿真结果相比较验证了所提出方法的有效性。
关键词：分布式发电 (DG) ,混合储能系统 (HESS) ,双向DC/DC变换器,模糊PI控制,超级电容器
参考文献
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并联混合电动车 第6篇
随着能源紧缺的预警逐渐增强以及越来越庞大的城市交通燃油消耗带来的巨大压力，包括混合动力在内的新能源汽车已经成为各个国家的重点研究对象。混合动力客车由于良好的燃油经济性和排放性，在未来的一个时期内具有很大的应用空间和发展潜力。目前，重型汽车和新能源汽车具有总质量大、品种多、使用工况复杂多变等特点。为了满足这些汽车的使用特点，使其动力性和经济性尽可能达到最优状态，以及变速器采用的挡位数的增多，手动机械式操纵机构已不适应当今重型汽车的发展[1]。为适应重型汽车和新能源汽车的高挡化、电子化、环保化的发展趋势，使其操纵自动化，具有重大的现实意义。由于1挡升2挡和2挡升3挡的传动比变化比较大，在AMT的换挡过程中存在冲击大的问题，常常会导致齿轮间打齿等问题，同时变速器中同步器和齿轮的磨损也很大，严重影响变速器的使用寿命。这就要求在换挡过程的发动机转速和变速器输入轴转速同步过程控制非常精确。但由于在实际换挡过程中车速是不受控制的惯性状态，随机性比较大，这就使得同步过程存在实际上的困难。因此采用一次离合器的分离并同步转速，使动力传动轴处于自由状态，让发动机转速来瞬时匹配变速器的输入轴，从而使得离合器的结合更平稳，做到不打齿、低噪声、低磨损、更平顺的挡位切换过程。
1 AMT机构简介(图1
A—选挡电机;B—选挡位置传感器;C—换挡电机;D—换挡位置传感器
选挡电机控制拨头的纵向选挡动作、选挡位置传感器检测拨头的纵向选挡位置、换挡电机控制拨头的换挡动作、换挡位置传感器检测拨头的横向位置、选换挡电机的动作靠TCU发送的指令分别动作，动作的位移根据控制策略的设定点控制[2]。
机械式自动变速器是模拟手动选换挡及离合器的分离和结合过程。整车运行过程中，TCU采集整车运行参数，根据车速和油门开度两参数判断车辆的升降挡状态，TCU控制选换挡电机和离合器电机输出合适的占空比控制机构的动作速度和动作位移。因此，达到换挡的无冲击性是AMT技术的关键。
根据所试验的混合动力客车为例说明控制器对离合器和选换挡执行机构的控制流程。整个换挡过程都是TCU控制选挡电机A和换挡电机C动作的过程，通过选挡位置传感器B和换挡位置传感器D监控换挡指位移，由TCU控制选挡电机A和换挡电机C占空比的输出，从而达到改变挡位的过程[3]。
2 AMT选换挡控制方法
对不同目标挡位下的挡位切换过程的控制方法:
流程如图2所示。步骤1设定目标挡位，此过程要根据换挡规律的要求，通过判断当前车速信号和油门开度信号来确定目标挡位[4]。确定完目标挡位后就进入步骤2，步骤2要判断离合器是否已经分离，如果没有到达离合器的分开设定点，TCU通过输出PWM占空比信号的方法控制电磁阀的动作，以气源为动力达到离合器分离的目的。离合器分离完成后进入判断步骤4。
在进入判断之前要进行计算同步发动机转速的问题。TCU根据采集到的车速信号乘以目标挡位的传动比得到变速器的输入轴转速，再由当前是升挡还是降挡通过查表的方法对输入轴转速进行修正，此时得到的输入轴转速就是发动机的目标转速。这一过程的作用使得目标挡位待啮合的齿轮组转速达到一致，以减轻齿轮组在啮合过程中对同步器的损害，从而达到延长同步器寿命的效果，变速器、同步器的同步过程是AMT研究的重点，也是本文研究的重点，转速计算完成后进入步骤4。
在步骤4中，要判断目标挡位是否为空挡:如果目标挡位为空挡，TCU控制换挡电机C的占空比输出，用输出回空挡的模式将在挡变为空挡。换挡位置传感器D监控换挡位置信号在设定的空挡最大最小值之间，则换挡成功。
如果目标挡位不为空挡，则进入判断步骤6，判断此次换挡过程是否需要选挡。具体判断过程如下:以此混合动力汽车6挡箱为例说明。1、2挡，3、4挡，5、6挡，R挡分别对应一个选挡格栅，并定义他们为位置1、2、3和4，这4个位置分别对应选挡位置传感器B的一个电压值。首先TCU采集当前的选挡位置电压值，并对应1、2、3和4某一个值，再根据目标挡位的位置对应的选挡位置的值，通过判断2个值是否相等得到是否需要选挡:如果2个值相等，则不需要选挡;如果2个值不相等，则需要选挡。
判断完之后，如果不需要选挡，则进入步骤9。当换挡过程在一个选挡格栅里，就不需要将挡位退到空挡位置，而是直接到下一个挡位的同步起始点位置，这样可以大大节省换挡时间，如上所述同步完发动机转速以后就可以挂入挡位。如果需要选挡，TCU控制换挡电机输出占空比将换挡指移动到空挡设定点，此过程也需要同步发动机转速。然后进入步骤8，进行选挡过程。首先根据目标挡位设定输出设定选挡位置，每一个选挡过程对应一个选挡控制模式，每一个模式对应一个选挡电机的PID查表表格，根据当前选挡位置与请求选挡位置的差值输出相应的电机占空比，保证能够做到电机动作迅速，不超调，精确走位到选挡设定点。这次选挡过程也要有发动机转速的同步过程。选挡动作完成后进入步骤10，换入目标挡位过程。
换入目标挡位过程是一个复杂的过程，需要经过多步完成。具体流程如图3。当换挡过程触发过程10，则会有Shift To Gear(STG)的信号触发图3中的流程，挂挡过程开始。首先进入步骤15，挂挡过程开始，这个步骤要完成挂挡步骤的模式设定和输出设定换挡位置，把换挡位置请求到目标挡位的同步起始点。下面进入步骤16。接下来进入同步过程步骤17，同样在此过程中，需要计算换挡电机的输出模式，同步过程对应电机的力输出模式，即换挡力控制，对应升挡和降挡都有各个挡位的换挡基础力、换挡累加力、换挡最大力，而2挡降1挡单独对应一组换挡电机占空比，这是由于这两个挡位传动比较大的缘故。同步器的同步过程主要就是计算换挡力的大小。完成同步过程后进入步骤18锁止阶段。在此过程中TCU控制换挡电机占空比的输出，这个过程同Start过程一样属于位置控制阶段，将换挡位置设定到目标挡位的设定点。随后进入步骤19，确认换挡成功，挂挡过程结束。
挂挡过程结束后接着进行图2中的步骤11，如前所述进行发动机转速的同步，如果同步过程不成功进入步骤13继续同步发电机转速，如果成功进入步骤12，进行离合器的结合过程。完成离合器的结合过程，整个改变挡位的过程结束。
3 AMT标定控制实验研究
在换挡过程中，要保持离合器分离，而在文中离合器分离后离合器控制模式置为保持离合器分离，但对于液压控制的离合器执行机构，离合器保持分离的控制模式不为0，所以应该视实际情况决定，对于静态换挡，即发动机不工作，保持离合器分离情况下，整个换挡过程在600 ms以内为最佳，摘挡过程、选挡过程，分别在200 ms左右为佳，在动态换挡过程中，即发动机工作时，整个换挡过程应在1 s以内，尽量接近静态换挡时间。
以试验车辆为例，说明AMT机构的标定试验过程。AMT机构的标定过程主要标定选换挡位置和换挡力，如图4为选换挡位置超调，通过对选换挡各模式下对应表格输出占空比进行调整，达到实际输出位置为输出设定选换挡位置，这样不仅减小了选换挡的时间，而且换挡冲击感明显减轻。
在一个换挡过程中，挡位从空挡位置到换入挡位过程中的换档力是不同的，从空挡位置到同步过程的换档力最小，此时用换挡位置控制即可;同步器的同步过程需要的力最大，需要用换挡力控制过程，同步过程完成后是同步锁止过程，此时换挡力较小，同样用换挡位置控制。这样在一个换挡过程中分为3个步骤，不同的过程应用不同的控制模式，这种控制方法的可靠性和控制精度高。如图是换挡力和换挡控制模式标定示意图。
图5中换挡控制模式为1的过程中，换挡位移变化较小，是因为换挡力较大引起的，同步阶段结束以后换挡力减小，换档位置位移变化较快。在换挡力标定过程中，有3个参数对换挡力过程影响较大，分别为:换挡基础力、换挡累加力、换挡最大力。通过对这3个参数表格占空比的调整，达到换挡力和换挡位置的精确控制。
4 结语
目前，AMT系统的主要难点之一即为发动机和AMT系统的协调控制，即同步器同步转速的控制。本文利用双电机AMT选换挡执行机构，准确控制选换挡的时机和位置，并通过TCU对发动机和变速器输入轴转速的同步实现换挡过程无冲击化，在实际生产和应用中具有很好的借鉴意义。
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并联混合电动车 第7篇
随着电力电子装置应用日益广泛,电网中的谐波污染也日趋严重,且大多数电力电子装置的功率因数较低,给电网带来额外负担,并影响供电质量[1]。并联型有源电力滤波器SAPF(Shunt Active Power Filter)既可以单独补偿非线性负载的谐波电流,也可以同时补偿负载谐波电流和无功功率,能够很好地解决上述问题。但同时补偿负载谐波电流和无功功率要求SAPF的容量较大,相应的造价也会增加。SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统,由并联电容器补偿大部分无功功率,SAPF补偿谐波电流和少部分无功功率,可以显著降低SAPF的容量和成本[2]。
由于并联电容器和电网阻抗之间存在谐振,在一定条件下,谐振频率及其附近频率对应的谐波会被放大。因此,SAPF的稳定问题一直是影响其工程应用效果的技术难题。对此,国内外学者亦进行了大量卓有成效的研究[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。
本文首先分析了SAPF的2种典型结构,并对其建立相应的数学模型,在此基础上分析了不同结构系统的稳定性。对于Ⅰ型系统,需要改变控制策略以消除“补偿盲区”,改善系统的补偿效果;对于Ⅱ型系统,需要引入阻尼消除正反馈,提高系统稳定性,以获得期望的补偿效果。最后,通过仿真实验进行了理论验证。
1 混合补偿系统结构
SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统有2种结构。Ⅰ型系统的SAPF安装在负载侧,并联补偿电容器安装在电网侧;Ⅱ型系统的SAPF在电网侧,并联电容器在负载侧,如图1所示。
从图1(a)可以看出:Ⅰ型系统首先由SAPF补偿负载的谐波电流,再由并联电容器补偿负载的无功功率。普通控制方式下,SAPF检测负载电流iL作为补偿对象[3]。
从图1(b)可以看出:Ⅱ型系统是先由并联电容器补偿负载的无功功率,再由SAPF补偿负载的谐波电流。对于Ⅱ型系统的SAPF,由于补偿电容器与SAPF的安装位置不同,检测真实的负载电流iL比较困难,此时SAPF检测负载电流与电容器的电流之和iCL作为补偿对象。
2 系统稳定性分析
2.1 普通控制方式I型系统
为了简化分析,假设电网电压纯正弦,不含谐波分量,此时的单相谐波等效电路图如图2所示。
SAPF等效为一受控电流源[4],其中ILh为负载电流谐波分量,IA为SAPF输出补偿电流,ICh为流过电容器谐波电流,IGh为电网电流谐波分量,ZG=RG+jωLG为电网阻抗,ZC=RC+1/(jωC)为并联电容器阻抗,且RC为电容器的等效电阻。由等效电路可得:
图3是由式(1)得到的系统方框图,其中GAPF(s)为SAPF的传递函数。根据文献[5]建立了SAPF的模型,如图4所示。
SAPF由谐波电流检测环节和电流跟踪控制环节组成[6],图4中的GCD(s)为谐波电流检测环节的传递函数,考虑计算延时,该环节近似等效为一阶惯性环节[5]:
其中,Ts为采样周期;Kid为补偿系数,是为了分析SAPF的工作过程而特意引入的,根据SAPF补偿原理可知0≤Kid≤1,其中Kid=0表示SAPF没有投入工作,Kid=1表示SAPF全补偿,而0
图4中虚线框所包围的部分表示电流跟踪控制环节,易求得该环节的传递函数如式(3)所示:
其中,Ki为电流跟踪控制环节放大系数;KPWM为PWM变换器增益,且KPWM=Ud/Uc,Ud为直流母线电压,Uc为三角载波电压幅值[7];L为SAPF并网电抗器。综合式(2)(3)可以得到SAPF的传递函数如下:
由式(4)和图3得出普通控制方式I型系统的传递函数如下:
混合补偿系统参数如下:Ts=0.1 ms,LG=0.13 m H,RG=0.05Ω,C=650μF,RC=0.08Ω,Ki=5,Kid[0,1],KPWM=500。由式(5)画出系统bode图,如图5所示,实线和虚线分别表示SAPF投入前、后补偿系统的工作特性。实际上,由于此时系统是开环的,系统无条件稳定。可以看到,SAPF投入以前,系统表现出典型的无源LC低通滤波特性,此时系统对谐波有一定的抑制能力,但是也会因谐振有谐波放大的危险。而在SAPF投入以后,系统幅频特性下移,说明系统对谐波的衰减作用加强,并且可以较好地抑制电容器和电网阻抗之间的谐振。
由图5可见,在SAPF投入以后,虽然加强了对谐波的抑制作用,但存在“补偿盲区”,如图5中的矩形框所示,系统对该频带的谐波抑制能力较弱,导致系统的补偿效果不佳,因此需要改变控制策略来消除“补偿盲区”,进一步提高系统对谐波的抑制能力。
2.2 普通控制方式Ⅱ型系统
Ⅱ型系统的单相谐波等效电路如图6所示,其中ICL为负载电流与电容器电流之和。考虑到实际应用中,由于SAPF和电容器安装位置不同,测量实际的负载电流IL比较困难,而测量ICL则要容易得多,因此采用检测ICL作为SAPF补偿对象。
从图6可以得到式(6),其中运用了叠加定理。
由式(6)可以得到此时系统的方框图见图7。
相应的系统传递函数为
此时,在不同补偿系数下的系统bode图见图8。
从图8可以看出,当Kid≤0.5时,随着Kid的增加,谐振作用加强,并在Kid=0.5时谐振达到最强;Kid>0.5后,虽然谐振的强度减弱,但通过观察相频特性不难发现,实际上此时系统已经变成了正反馈,与期望的工作情况相悖,系统是不稳定的。
3 稳定性控制策略
上述分析表明:如果采用普通控制方式,即检测负载电流的控制方法,Ⅰ型系统是稳定的,并且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不理想;而Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,SAPF也会因过电流而无法正常工作。
为消除Ⅰ型系统存在的“补偿盲区”,采用复合控制增强系统对谐波的抑制能力;为消除Ⅱ型系统的正反馈,引入有源阻尼以提高系统的稳定性。
3.1 复合控制方式Ⅰ型系统
假设能把并联电容器也包含在混合补偿系统的控制闭环中,利用控制器的调节作用,可以更好地抑制其与电网阻抗之间的谐振,这正是复合控制的特点。普通控制方式是通过检测负载电流谐波分量,控制SAPF产生相应的补偿电流抵消负载谐波电流,是一种开环控制,而复合控制同时检测负载电流和电网电流,是一种闭环控制[3],并且可以将电容器包含在控制闭环内,达到抑制谐振、改善补偿效果的目的,其系统框图如图9所示。
图中,G(s)为引入的校正环节,用来提高系统稳定裕度,根据文献[3,6]选取G(s)=0.01/(Tss+1),由图9得到此时系统的传递函数如下:
采用2种控制方式Ⅰ型系统的bode图如图10所示,实线和虚线分别表示采用普通控制方式和复合控制方式系统的工作特性。从图中可以看出,与普通控制方式相比,复合控制方式不存在“补偿盲区”,整个频率带上的谐波抑制能力都很强,有效改善了系统的补偿效果。
3.2 有源阻尼控制方式Ⅱ型系统
如图11所示,假设在谐波频段上存在一个阻尼电阻,系统会因为具有这个正实部的阻尼电阻而对补偿电容与电网阻抗之间的谐振产生抑制作用,进而可以提高系统稳定性[8,9,10,11,12,13,14]。
图中,UGh为电网电压谐波分量,Rd为阻尼电阻,通过调节Rd的阻值就可以改变阻尼的强度。从图11可以看出,ICLd=ICL+Id,因此只需通过在普通控制方式控制电流ICL的基础上加上Id分量,就可以实现有源阻尼控制,而流过阻尼电阻的电流可以由电网电压的谐波分量UGh获得,写成表达式如下:
由式(9)得到的系统框图如图12所示。
将图11中的Rd和C并联等效,并用ZCd表示:
将式(7)中的ZC用ZCd代替,可以求得加入阻尼后系统的传递函数如下:
图13表示阻尼电阻对系统特性的影响,其中SAPF工作在全补偿状态下,即补偿系数Kid=1,可以看到当Rd=0.2时,系统虽然是负反馈,但谐振依然存在,并且谐振的强度很大;而随着Rd的减小(由图12知道,由于需要求Rd的倒数,相应的1/Rd增大),谐振抑制能力增强,在Rd=0.02Ω时幅频特性均处于-10 d B以下,对谐波的抑制能力较强,仿真当中取Rd=0.02Ω。此时,在不同补偿系数下的系统bode图如图14所示。
通过观察幅频特性发现加入有源阻尼后,当Kid≤0.5时不存在谐振。观察相频特性发现在Kid>0.5后系统也没有出现正反馈,补偿系统是稳定的。
4 仿真与分析
为验证前面的分析,在Matlab/Simulink下搭建了SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统,负载采用的是带阻感负载的三相二极管桥式不控整流电路,系统参数与2.1节中所列参数相同,Simulink仿真参数如下:仿真类型为离散仿真,离散周期为10-6 s,采用odd23tb(stiff/TR-BDF2)算法,IGBT开关频率为10 kHz。
4.1 Ⅰ型系统
由前面的分析得出,普通控制方式Ⅰ型系统是稳定的,但是由于存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不佳。图15为普通控制方式Ⅰ型系统的仿真波形,从上到下依次是负载电流、电网电流、电容器电流和SAPF的补偿电流。可以看到,在SAPF投入之前,并联电容器与电网阻抗构成低通滤波器,一方面可以滤除一部分的谐波电流,但另一方面也会因为谐振导致谐波放大。在t=0.2 s投入SAPF后,补偿系统对谐波的抑制作用增强,并且较好地抑制了谐振,电网电流的谐波含量减少。
图16为复合控制方式Ⅰ型系统仿真波形,在SAPF投入之前,系统与普通控制方式的工作情况相同,在t=0.2 s投入SAPF后,由于复合控制方式可以消除“补偿盲区”,对谐波的抑制能力比普通控制方式更强,相较于普通控制方式电网电流波形的正弦度更好,谐波含量进一步减少。
4.2 Ⅱ型系统
图17为普通控制方式Ⅱ型系统仿真波形,普通控制方式下Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,从图17可以看到,在投入SAPF以后,SAPF产生的补偿电流越来越大,相应的电网电流也不断增大,这符合正反馈的特点,很明显系统是不稳定的,在实际的补偿系统中,SAPF会因为过流保护而停机。
图18为有源阻尼控制Ⅱ型系统仿真波形,在t=0.2 s投入SAPF以后,由于有源阻尼控制不存在谐振和正反馈,系统是稳定的,电网电流的正弦度较好,获得了满意的补偿效果。
5 结论
本文分析了SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统2种结构的系统稳定性,针对Ⅰ型系统指出采用复合控制的方法可以改善补偿效果,针对Ⅱ型系统指出加入谐波频段有源阻尼可以提高系统稳定性,并且可以获得满意的补偿效果。最后通过仿真验证了理论分析的正确性。
摘要：通过建立由并联型有源电力滤波器(SAPF)和并联电容器所组成的2种不同结构混合补偿系统的模型,分析了2种系统的稳定性。在此基础上,指出普通控制方式下的Ⅰ型系统是稳定的,且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,通过复合控制消除该“补偿盲区”,改善Ⅰ型系统的补偿效果。而如果在Ⅱ型系统中采用普通控制方式,系统会因为正反馈而不稳定,通过引入谐波频段有源阻尼的方法提高系统的稳定性,获得期望的补偿效果。Matlab/Simulink下的仿真结果证明了上述理论分析的正确性和所提方法的有效性。
并联混合电动车 第8篇
在科学技术与工业生产飞速发展的今天，社会生产力高度集中，电能已经成为了无可替代的主力能源，无论是在工业生产还是日常生活中，人类都根本无法离开电能的使用。然而正是因为电能所应用的范围越来越广泛，电网中出现的问题也越来越多样化，各种线性负载出现在电网中，电力污染愈发严重。为了提高电能质量，促进电力能源的使用效率，滤波装置的研究逐步引起了人们的重视。有源电力滤波器因为各种强大的补偿功能、能适应各类情况的组合方式使其成为了现今应用最为广泛的滤波装置和研究对象。
1 有源电力滤波器的研究与发展现状
有源滤波器是相对LC这些无源滤波装置来说的，它实质上是一种大功率信号发生器。有源滤波器把谐波经过采样、180°移相后,再完整的复制出来,送到谐波源的入网点;复制出来的谐波与原谐波幅值相等,方向相反,并且实时跟随原谐波的变化而变化,因此,原谐波就被抵消了。同时，有源滤波器还可以根据客户的实际需要补偿无功功率，提高功率因数。
有源滤波器的理论雏形最早出现于上世纪的六十年代末期，1969年B.M.Bird和J.F.Marsh在论文中提出向电网中注入三次谐波电流来减少电网中的谐波，这一描述被认为是有源滤波器思想的萌芽;1971年，日本H.Sasaki和T.Machida完整描述了APF的基本原理;1976年美国西屋电气公司的LGyugyi和E.e.stryeula提出利用大功率晶体管组成的PWM逆变器来构成APF，确定了主电路的基本拓扑结构和控制方法，奠定了APF的基础。在70年代初期，因为电力电子技术发展水平的相对落后，大部分电力滤波器的研究都只是在实验室里进行。
2 串联—并联混合型有源电力滤波器(UPQC)的工作原理
在实际应用中，我们既要补偿电网电压，又要抑制负载的电流谐波。统一电能质量调节器就是这样一种能够同时满足二者要求的混合型有源电力滤波器，图一为UPQC的结构拓扑图。
统一电能质量调节器(UPQC)由串联APF和并联APF以及一些必要的无源滤波元件组成，其研究思路与混合型APF是一致的。串联侧和并联侧的变流器都是双向的，既可以整流又可以逆变，当变流器处于整流状态时就是对直流侧电容充电，逆变状态时就是对电网进行谐波和无功电流补偿。
从图一我们可以看到UPQC主电路主要由串联侧、并联侧、直流侧、LC滤网组成。串联侧主要由PWM变流器和变压器组成。串联有源滤波器通过耦合变压器连接在电网与负载之间,按受控电压源方式工作,主要用来调节负载电压幅值和补偿电源电压谐波，给负载提供稳定的电能。并联有源滤波器并联连接在负载上,按受控电流源方式工作,主要作用是补偿负载谐波、基波无功和负序电流,并调节两个有源滤波器间的直流母线电压。它的作用是保证负载产生的谐波、无功功率流入电网。直流侧使用共同的母线电容，母线电容为并联、串联PWM变流器提供能量。另外LC滤网的作用是滤除PWM变流器在不断的开关过程中自身产生的高次谐波。
UPQC有三相三线制和三相四线制两种形式，三相三线制系统由于缺少了中线，串联变压器的二次侧不论是采取三角形还是星形连接，都无法实现对电网输入电压不对称或者是负载不平衡的补偿。若二次侧采取的是三角形连接，那么二次侧没有中线，所以二次侧三相电压和为0，这样也就迫使一次侧三相电压和为0。如果电网输入电压不对称，那么负载端的三相电压也就不可能补偿为相互对称平衡。
如果二次侧采取的是星形连接，那么二次侧没有中线，所以二次侧三相电流和为0，这样也就迫使一次侧三相电流和为0。如果负载不对称，那么负载电流虽然是平衡的，但是负载端的三相电压却肯定是不对称的。三相四线制将串联侧二次侧中点、电网中点、负载中点，以及直流电容重点接在一起，形成系统中线，这样就为不平衡电流提供了一个通道，从而实现电网输入电压不对称或者是负载不平衡的补偿。本文中采用的就是三相四线制，二次侧是星形连接。
3 结束语
工业发展离不开电能，而且，也是随着工业的发展，电网中的污染也越来越严重，所以UPQC的前景是十分广阔的。本文从原理阐述到模型仿真过程中虽然做了一点工作，但是还有很多不足，比如没有进行软件的设计，更没有进行样机实验。所以在今后的学习或工作中，还要继续对本论文中涉及的知识进行更深入的研究，尤其是将理论知识转化成实际生产这个方面。
UPQC从理论上来说能够满足一般工业生产中的要求，但是在实际应用中，却依然有很多不尽如意的地方，例如谐波和无功电流(电压)的检测不够快速和准确，应用还不够广泛，价格相对较高等。经过对UPQC的研究，笔者认为UPQC的研究以后可以集中在以下几个方面：
(1)提高谐波和无功电流(电压)的检测速度与准确性，如果这个补偿的前提做不好，那后续的研究也将没有意义。
(2)将UPQC的产品多元化，一方面朝低压大容量发展，这种UPQC用来补偿集中居住的用户。同时，也要发展低压小容量的UPQC，主要用来满足单个用户或单个精密、重要的设备。
(3)降低UPQC的经济成本，这也是制约UPQC推广的一个重要原因。降低经济成本就要求更好的理论支持，包括检测方法、控制策略以及产品电路结构和制造产品的材料等。
(4)以UPQC为主要原型，开发补偿高电压、大面积用户的UPQC群组，实现各个UPQC之间的通讯，实现群组联动补偿。
摘要：本文针对影响电能质量的各种因素进行了初步的研究,对如何将电能的质量提高进行了简要的分析,对目前电力系统研究的重点——有源电力滤波器的发展历程及研究现状进行了简单的探讨。混合型有源电力滤波器是统一电能质量调节器(UPQC)的一种应用功能,本文重点对它的拓扑结构和补偿特性展开了详细的分析,对UPQC补偿系统中电压及负载电流的过程进行了研究。以主电路拓扑结构为依据,对UPQC的串、并联部分进行了功能分解,建立了各自相应的数学模型。经过研究发现,对电力系统进行准确补偿的前提条件是:将电力系统中的谐波及无功电流精确的检测出来。因此,本文对如何精确检测谐波及无功电流进行了重点介绍。
关键词：有源电力滤波器,UPQC,检测,仿真
参考文献
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[2]肖湘宁,尹忠东,徐永海.现代电能质量问题综述[J].电气时代,2004,(11):48-52.
[3]胡俊达,张著彬.电力系统中谐波的产生、危害和抑制[J].电气时代2003(,12):86-87.
