IGBT驱动电路设计（精选9篇）
IGBT驱动电路设计 第1篇
1 IGBT的工作特性
IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。当栅极施以正电压时,MOSFET内形成沟道,并为PNP晶体管提供基极电流,从而使IGBT导通。此时从N+区注入到N-区的空穴(少子)对N-区进行电导调制,减小N区的电阻Rdr,使阻断电压高的IGBT也具有低的通态压降。当栅极上施以负电压时,MOSFET内的沟道消失,PNP晶体管的基极电流被切断,IGBT即被关断。
在IGBT导通之后,若将栅极电压突然降至零,则沟道消失,通过沟道的电子电流为零,使集电极电流有所下降,但由于N-区中注入了大量的电子和空穴对,因而集电极电流不会马上为零,而出现一个拖尾时间[2]。
2 驱动电路的设计
2.1 IGBT器件型号选择
1)IGBT承受的正反向峰值电压
考虑到2~2.5倍的安全系数,可选IGBT的电压为1 200 V。
2)IGBT导通时承受的峰值电流
额定电流按380 V供电电压、额定功率30 k VA容量算。选用的IGBT型号为SEMIKRON公司的SKM400GA128D。
2.2 IGBT驱动电路的设计要求
对于大功率IGBT,选择驱动电路基于以下的参数要求:器件关断偏置、门极电荷、耐固性和电源情况等。门极电路的正偏压VGE、负偏压-VGE和门极电阻RG的大小,对IGBT的通态压降、开关时间、开关损耗、承受短路能力以及dv/dt电流等参数有不同程度的影响。门极驱动条件与器件特性的关系见表1。栅极正电压VGE的变化对IGBT的开通特性、负载短路能力和d VCE/dt电流有较大影响,而门极负偏压则对关断特性的影响比较大。在门极电路的设计中,还要注意开通特性、负载短路能力和由d VCE/dt电流引起的误触发等问题(见表1)。
由于IGBT的开关特性和安全工作区随着栅极驱动电路的变化而变化,因而驱动电路性能的好坏将直接影响IGBT能否正常工作。为使IGBT能可靠工作,IGBT对其驱动电路提出了以下要求[3,4]。
1)向IGBT提供适当的正向栅压,并且在IG-BT导通后,栅极驱动电路提供给IGBT的驱动电压和电流要有足够的幅度,使IGBT的功率输出级总处于饱和状态。瞬时过载时,栅极驱动电路提供的驱动功率要足以保证IGBT不退出饱和区。IGBT导通后的管压降与所加栅源电压有关,在漏源电流一定的情况下,VGE越高,VDS就越低,器件的导通损耗就越小,这有利于充分发挥管子的工作能力。但是,VGE并非越高越好,一般不允许超过20 V,原因是一旦发生过流或短路,栅压越高,则电流幅值越高,IGBT损坏的可能性就越大。通常,综合考虑取+15 V为宜。
2)能向IGBT提供足够的反向栅压。在IGBT关断期间,由于电路中其他部分的工作,会在栅极电路中产生一些高频振荡信号,这些信号轻则会使本该截止的IGBT处于微通状态,增加管子的功耗,重则将使调压电路处于短路直通状态。因此,最好给处于截止状态的IGBT加一反向栅压(幅值一般为5~15 V),使IGBT在栅极出现开关噪声时仍能可靠截止。
3)具有栅极电压限幅电路,保护栅极不被击穿。IGBT栅极极限电压一般为±20 V,驱动信号超出此范围就可能破坏栅极。
4)由于IGBT多用于高压场合,要求有足够的输入、输出电隔离能力。所以驱动电路应与整个控制电路在电位上严格隔离,一般采用高速光耦合隔离或变压器耦合隔离。
5)IGBT的栅极驱动电路应尽可能的简单、实用,应具有IGBT的完整保护功能,很强的抗干扰能力,且输出阻抗应尽可能的低。
2.3 驱动电路的设计
隔离驱动产品大部分是使用光电耦合器来隔离输入的驱动信号和被驱动的绝缘栅,采用厚膜或PCB工艺支撑,部分阻容元件由引脚接入。这种产品主要用于IGBT的驱动,因IGBT具有电流拖尾效应,所以光耦驱动器无一例外都是负压关断。
M57962L是日本三菱电气公司为驱动IGBT设计的厚膜集成电路,实质是隔离型放大器,采用光电耦合方法实现输入与输出的电气隔离,隔离电压高达2 500 V,并配置了短路/过载保护电路。M57962L可分别驱动600 V/200 A和600 V/400 A级IGBT模块,具有很高的性价比。本次课题设计中选用的IGBT最大电流400 A考虑其他隔离要求及保护措施,选用了M57962L设计了一种IGBT驱动电路。
图1为M57962L内部结构框图,采用光耦实现电气隔离,光耦是快速型的,适合高频开关运行,光耦的原边已串联限流电阻(约185Ω),可将5 V的电压直接加到输入侧。它采用双电源驱动结构,内部集成有2 500 V高隔离电压的光耦合器和过电流保护电路、过电流保护输出信号端子和与TTL电平相兼容的输入接口,驱动电信号延迟最大为1.5 us。
当单独用M57962L来驱动IGBT时,有三点是应该考虑的。首先,驱动器的最大电流变化率应设置在最小的RG电阻的限制范围内,因为对许多IG-BT来讲,使用的RG偏大时,会增大td(on)(导通延迟时间),td(off)(截止延迟时间),tr(上升时间)和开关损耗,在高频应用(超过5 k Hz)时,这种损耗应尽量避免。另外,驱动器本身的损耗也必须考虑,如果驱动器本身损耗过大,会引起驱动器过热,致使其损坏。最后,当M57962L被用在驱动大容量的IGBT时,它的慢关断将会增大损耗,引起这种现象的原因是通过IGBT的Cres(反向传输电容)流到M57962L栅极的电流不能被驱动器吸收,它的阻抗不是足够低,这种慢关断时间将变得更慢和要求更大的缓冲电容器。
应用M57962L设计的驱动电路见图2。
电源去耦电容C2~C7采用铝电解电容器,容量为100μF/50 V,R1阻值取1 kΩ,R2阻值取1.5kΩ,R3取5.1 kΩ,电源采用正负15 V电源模块分别接到M57962L的4脚与6脚,逻辑控制信号IN经13脚输入驱动器M57962L。双向稳压管Z1选择为9.1 V,Z2为18V,Z3为30 V,防止IGBT的栅极、发射极击穿而损坏驱动电路,二极管采用快恢复的FR107管。
2.4 栅极驱动电阻的选择
使用M57962L,必须选择合适的驱动电阻。为了改善栅极控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡,减小集电极电流的上升率(dic/dt),需要在栅极回路中串联电阻RG,若栅极电阻过大,则IGBT的开通与关断能耗均增加;若栅极电阻过小则使dic/dt过大可能引发IGBT的误导通,同时RG上的能耗也有所增加。所以选择驱动电阻阻值时,要综合考虑这两方面的因素,并防止输出电流IOP超过极限值5 A,RG的选取可以依据公式
对大功率的IGBT模块来说,RGMIN数值一般按下式计算:
这是因为对于大功率的IGBT模块,为了平衡模块内部栅极驱动和防止内部的振荡,模块内部的各个开关器件都会包含有栅极电阻器RG(INT),RG(INT)数值视模块种类不同而不同,一般在0.75~3Ω之间,而f的数值则依靠栅极驱动电路的寄生电感和驱动器的开关速度来决定,所以获得RGMIN的最佳办法就是在改变RG时监测IOP,当IOP达到最大值时,RG达到极限值R[5]GMIN。
但在使用中应注意,RG不能按前面的公式计算,而要略大于RGMIN。如果RG过小会造成IGBT栅极注入电流过大,使IGBT饱和,无法关断,即在驱动脉冲过去的一段时间内IGBT仍然导通。
本设计中要驱动IGBT为大电流的功率器件,所以在选择RG时综合上述的要求,选取RG为3.5Ω。
3 结束语
本设计电路已经成功应用在助航灯恒流调光器电源中,取得较好的实用效果。
摘要：IGBT具有开关速度快、栅极驱动电流小、驱动功率大等特点得到广泛应用。针对IGBT驱动的实际要求,介绍了IGBT工作特性,并利用M57962L设计出一种适用的IGBT驱动电路。
关键词：IGBT,M57962L,驱动电路
参考文献
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[4]付永生.IGBT栅极驱动电路的特性分析和应用[J].电气开关,2005(4):40-43.
IGBT驱动电路设计 第2篇
平通过D1加在R－S触发器IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT故障报警信号。由IC5A和IC5C及其外围器件构成的`滤波及放大电路将选通电路送来的描述IGBT管压降的电压信号进行预处理后，送给由IC5B构成的加法器进行运算处理。若加法器的输出电平大于由R22和R32确定的门槛电平，则会使R－S触发器IC1的R端的第三个输入端为“低”，也向控制系统发出IGBT故障报警信号。改变由R22和R32确定的门槛电平，就可以灵活地改变这第三路报警信号所代表的物理意义，从而灵活地设计保护电路。图2中的端子T4－d、T2－d，分别接在T4、T2的集电极上，T4－G、T2－G分别接IGBT器件T4、T2的驱动信号。在电路设计时应该特别注意的是，D8、D5、D9、D4必须采用快速恢复二极管。
3仿真及实验结果
当图1所示的PWM变换器工作在单相高频整流模式下，应用PSPICE仿真软件对图2所示的电路进行仿真研究，可以得到如图3所示的结果。图3所示的仿真波形相当于在图2电路中IC5B的第7脚观察到的信号波形。仿真结果表明，检测电路可以快速、有效地将PWM变换器的下管导通时的管压降检测出来。图4所示波形是实际电路工作时检测到的相关波形。图中，1＃通道显示的是单相高频整流电感电流的给定波形，2＃通道显示的是实际检测到的图2电路中IC5B的第7脚的工作波形。比较图3和图4可以得出，该检测电路可以快速、有效地检测出IGBT导通时的管压降，从而对IGBT实施有效的保护。
图5所示为IGBT过流时实际检测到的PFC电感中流过的电流及保护电路动作的波形。
IGBT驱动电路设计 第3篇
关键词：绝缘栅双极性晶体管；驱动模块；2SC0435T
随着电力电子技术的发展，IGBT（绝缘栅双极性晶体管）得到了广泛应用。IGBT具有耐高压、耐大电流、高速和低饱和压降等特点,在高压变频器、风机变流器、太阳能并网逆变器等电力电子产品中得到广泛应用。驱动电路作为控制电路和功率半导体器件之间的桥梁,其性能决定着系统的可靠性,驱动电路设计不仅要有极高的可靠性和良好的电气隔离,还必须要关注电磁兼容、成本等诸多因素。本文详细分析瑞士CONCEPT公司第二代IGBT驱动模块2SC0435T特性及原理,并介绍其典型应用和设计要点。
1. 2SC0435T基本功能
2SC0435T是瑞士CONCEPT公司推出的基于其SCALE-2驱动内核的双通道、大功率驱动模块,与该公司广泛应用的上一代产品2SD315A相比,体积更小、有效管脚更少、集成度更高、可靠性更高、驱动能力更强、功能更多,有更广泛的应用范围及前景,能驱动目前市面上所有耐压小于1700V的IGBT,这款驱动模块内嵌的并联功能使得它支持驱动模块的并联,同时它还支持多电平拓扑结构,可应用于大功率高压变频器、逆变电源等行业。该驱动模块主要由输入逻辑驱动转化接口（LDI）、智能门级驱动（IGD）和隔离型DC/DC电源变换三部分组成。驱动模块内部基本框图如图1所示。LDI是将驱动模块输入的PWM信号进行整形和调制处理后,将驱动信号传递到变压器,通过变压器传递到IGBT侧驱动电路部分,同时也把通过变压器传递过来的IGBT侧驱动电路故障信息解析；LDO是将驱动信号进行解调和放大以驱动IGBT,在驱动IGBT的同时通过集成电路启动对IGBT的过流和短路保护等功能；隔离型DC/DC电源变换器是为驱动电路提供直流电源,最大驱动功率为4W, 输出驱动峰值电流可达到35A,隔离型DC/DC电源具有隔离交流4000V的能力。
2. 关键技术分析
2.1专业集成电路
作为IGBT驱动电路的核心元件,2SC0435T采用了SCALE-2驱动内核,相比其上一代同产品2SD315A,具有更高的集成度,采用的全新设计的专业集成电路（ASIC）,分离元件降低了60%以上,降低成本的同时亦降低EMI,提高性价比。标有615N的芯片是infineon公司的双路N沟道MOSFET,应用于隔离型DC/DC电源原边变换电路中,标有2101S芯片是CONCEPT公司专门设计的LDI芯片,该芯片集成度极高,包括了模式选择、逻辑控制、死区时间产生、脉冲调制、封锁时间设置及故障锁存等任务,标有2114S的是IGD芯片,其主要功能是脉冲调制、放大、过流及短路保护、有源钳位等,标有220NO3MD的芯片是infineon公司的双路N沟道MOSFET,应用于隔离型DC/DC电源副边变换电路中[5]。ASIC芯片数量较第一代驱动内核产品有了明显减少,从而 PCB板设计上有更大的灵活性,在驱动模块顶层放置元件,在驱动模块底层放置大面积覆铜来提升散热性能和优化电磁兼容设计。
2.2有源钳位功能
2SC0435T较该公司第一代产品新增加的重要功能是有源钳位,有源钳位是一种钳位技术,即当IGBT的集电极和发射极之间电压即Vce超过一个预设门槛,有源钳位电路将会把功率管部分地打开,从而令功率管的集电极和发射极之间电压得到抑制,使得功率管保持工作在线性区,基本的有源钳位方法是在IGBT的集电极和门极之间用瞬态抑制二极管（TVS）建立一个反馈通道。2SC0435T设计了公司特有的高级有源钳位功能,方法是将反馈信号同时送进驱动模块IGBT侧的ACLx管脚,图2是2SC0435T应用电路中IGBT侧电路,分析电路,当图2中20电阻右端的电位超过1.3V时,驱动模块内部的MOSFET就会渐进地进入关断状态,这样可以增加有源钳位的有效性,而且也可以减少TVS管的损耗,当图2中20电阻右端的电位超过20V时,内部的MOSFET就会全部关闭。二极管D31、D41、D51选择耐压超过35V和整流电流值大于1A的肖特基二极管,D11和D21选择TVS管,根据IGBT电压等级和直流母线电压选择,选择不同的Rac1和Cac1可以得到不同的有源钳位的效果,在实际应用中确定这两个元件的选型以优化有源钳位效果。
2.3驱动信号一致性传输和隔离
IGBT通常工作在大电流和高电压应用场合,在实际应用中,驱动模块直接和高压侧IGBT相连接,由于IGBT工作期间di/dt和dv/dt 非常大,干扰严重,从而在电路设计中,必须将IGBT驱动侧电路和驱动信号输入侧电路进行电气隔离,隔离方式多采用磁隔离或者光纤隔离,在驱动模块设计中,鉴于磁隔离（一般采用变压器）具有延时时间短、工作寿命长、一致性好等优点,大功率驱动模块多采用磁隔离的方式。由于驱动模块输入的PWM信号频率范围很宽,可以从0HZ到100kHZ以上,变压器难以无失真传输这种宽频率范围的信号,所以必须对输入信号进行调制,2SC0435T驱动模块沿用了第一代内核产品,采用边缘调制的方法实现信号传输,在边缘调制基础上,内嵌的并联功能使得该驱动模块非常适合应用于IGBT并联设计,驱动信号延时上,2SC0435T采用了全新设计SCALE-2驱动内核,延时时间降低为80ns€?ns,较其SCALE-1驱动内核的350ns延迟有明显降低。图3是用示波器捕捉到的2SC0435T输入信号波形和输出信号波形以测量模块输入信号和输出信号延迟时间,示波器使用带宽200MHz泰克四通道隔离示波器,曲线3是驱动模块输入驱动信号波形,该波形高电平大约在+15V,即驱动IGBT导通电平是+15V,该波形低电平大约在-10V,即驱动IGBT关闭电平是-10V，曲线2是驱动模块输出驱动信号波形,两者之间时间上差大约80nS,即模块延迟时间大约80nS。
2.4保护及故障输出
理想情况下IGBT等效电路如图4所示,是一对PNP双极性晶体管和功率MOSFET进行达林顿连接后形成的单片型Bi-MOS晶体管,在门极和发射极加正电压使功率MOSFET导通,PNP晶体管的基极和集电极间就等于连接上了低电阻,从而使PNP晶体管处于导通状态,此外如果在门极和发射极加0V或者负压,则MOSFET关闭,从而使PNP晶体管处于关闭状态,IGBT应用设计中必须引入门极和发射极过压保护,集电极和发射极过压保护以及IGBT过流和短路保护。
2SC0435T内部集成了有源钳位电路,这样在应用电路设计中按照图2所示的电路参考图即可实现有源钳位功能,从而实现了集电极和发射极过压保护。
IGBT过流或者短路故障将导致集电极电流Ic迅速增大,集电极和发射极之间电压Vce与集电极电流Ic成正比。2SC0435T通过检测Vce实现IGBT的过流和短路保护,电路原理图如图5所示。
ASIC芯片2114S内部集成了一个比较器和一个150A恒流源。比较器的同向端通过电阻电容及二极管电阻检测Vce电压,比较器反向端电位阀值Vth是通过外接电阻Rth设定的,比较器反向端电位阀值Vth计算公式是：
Vth[V] = Rth[k]€?50[A] （1）
在IGBT关闭时三极管Q1导通,电容Ca放电,而在IGBT开通时三极管Q1关闭,如果IGBT过流或者短路故障发生,集电极电压Vce将上升,通过Rce和Rvce给电容Ca充电,二极管Dm阴极接到VISO电源+15V处,二极管阳极电位最高在大约15.3V,电容Ca直接与比较器同向端接在一起,比较器同相端电位随集电极电压Vce的继续升高而升高,当该电位超过比较器反向端电位阀值时,比较器翻转,输出高电平,保护电路关断IGBT。
为使驱动模块2SC0435T更具有通用性,设置响应时间的电容Ca没有集成在驱动模块内部,响应时间即从IGBT开通时刻起,到集电极电压检测到故障生效的这个时间区域,响应时间的设定是为了防止IGBT在刚导通但尚未饱和时过流保护电路误动作,一般设置在10S之内。电阻Rth用来设定比较器关断的阀值,推荐选择门槛大约在10V,根据不同的母线电压选择电阻Rce,使得它流过的电流在0.6mA-1mA,Dm选择耐压值大于40V且漏电流小的肖特基二极管,电阻Rvce选择120K,电容Ca根据响应时间按照实际需要和电阻Rth配合选择,图6是用示波器捕捉的驱动信号波形和驱动模块输出波形以测量响应时间,曲线2是驱动模块输入驱动信号,曲线3是在响应时间内驱动模块输出驱动信号,Rth选择75 k,电容Ca选择33pF,脉冲宽度大约是9S,即响应时间大约是9S。
3.典型应用设计及应用要点
随着大功率电力电子逆变技术的迅速发展,在交流电机驱动领域,大容量的中高压变频调速技术得到了普遍的应用,高压电动机一般指额定电压超过3kV的电机,利用高压变频器可以实现无级调速,既能满足负荷对调速系统的需要,还可以大幅度节约能源和降低成本。高压变频器拓扑结构主要由多管直接串联两电平型、二极管钳位型、飞跨电容型和单元级联型等。级联型高压变频器以其控制方式简单、输出谐波含量低和可靠性高等因素得到了广泛的应用,图7是该类型高压变频器功率单元的主电路图,二极管D1-D6组成了三相全桥整流电路,电阻R1-R3一般选择大功率水泥电阻,起到直流均压和提供放电回路作用,电容C1-C3一般选择400V电解电容,起到滤波和为负载提供无功功率的作用,Q1-Q4组成全桥逆变电路,Q1和Q2一般封装在一个IGBT内构成逆变电路左桥臂,Q3和Q4组成逆变电路右桥臂,功率单元最大输出电流取决于选择的IGBT集电极电流最大值。
2SC0435T作为一种大功率驱动模块,适合驱动中、大功率的IGBT,输出驱动峰值电流可以达到35A,功率可以达到4W,有两个通道,可以驱动一个桥臂的上下桥臂,上下桥臂不允许同时开通,即要存在死区时间,通过将MOD管脚直接接地即选择了直接模式,在该模式下两个通道各自独立,需要外部控制器添加死区时间,如果将MOD管脚通过电阻R接地,驱动模块就选择了半桥模式,这种模式下,INA管脚是驱动信号,INB管脚是使能信号,死区时间TD由MOD脚的接地电阻R决定,计算公式是：
漏极开路的SO1,SO2管脚反应了故障状态,在没有故障时,该管脚输出高阻态,如果发生IGBT过流或者短路等故障,保护电路动作,故障将立刻传递到SO1,SO2管脚上,该管脚输出低电平,由于是漏极开路,可以将这两个脚接在一起反映一个桥臂的故障状态,也可以单独连接以能准确找到故障通道。故障信号输出到SO管脚之后,经过一个阻断时间TB,故障输出管脚SO将自动复位至高阻态,阻断时间是通过在TB管脚和地之间接入一个电阻RB,通过电阻RB阻值的不同设置阻断时间TB,计算公式是：
在2SC0435T实际应用设计中还应该注意以下几点：
（1）虽然此驱动模块内部集成了电源短路保护,但在实际调试过程中,功率管615N还是比较容易损坏,在应用中要注意。
（2）在选择决定响应时间的电容Ca时,要选择温度漂移小、精度高的电容,电容容值不易过小,否则容易受干扰而引起驱动模块保护电路的误动作。
（3）驱动模块输出到IGBT的连接线要尽量短,如果采用电缆连接,最好选择扁平电缆或者双绞线,要使得线路杂散电感尽量小,必要时可以在电缆上加磁环
（4）在设计IGBT并联时,驱动模块和IGBT尽量要选择一个批次的产品,这样一致性较好,不推荐使用驱动模块的一个输出通道驱动两个IGBT功率管,否则在抗干扰和隔离上很难做好。笔者在利用IGBT并联技术设计高压变频器850A功率单元时取得了很好的效果,用两个驱动模块输出通道分别驱动IGBT,输入驱动信号采用一个,由于2SC0435T驱动模块之间一致性非常好,IGBT并联应用上较其它驱动模块效果好。
（5）在设计使用2SC0435T驱动模块的电路板时,必要在一些位置做开孔处理以增大爬电距离,同时可以防止灰尘堆积。
IGBT驱动技术是电力电子技术的核心技术之一,可靠和高性能的驱动模块是关键,2SC0435T作为一种技术先进的大功率驱动模块,较其第一代产品有了明显提高,该驱动模块在IGBT过载保护、有源钳位以及电气隔离等方面的技术革新将最大限度发挥IGBT的优良特性和简化驱动电路设计,必将得到广泛的应用。
参考文献
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汽车级IGBT驱动电路设计研究 第4篇
功率器件在电动汽车中的应用越来越多, 这就对可靠性提出了更高的要求, 如功率循环和温度循环特性的要求。针对汽车应用, 英飞凌推出的汽车级IGBT模块具有高可靠性、长寿命的特点并广泛应用于混合动力汽车驱动场合。设计可靠的驱动电路设计对于IGBT及电机运行至关重要[1,2,3]。不恰当的驱动电路可能危及器件安全, 或可能引起电机系统震荡[4,5]。
本研究针对英飞凌汽车级IGBT进行基于1ED020I12FTA驱动芯片的驱动与检测电路设计, 对驱动电路系统进行测试验证, 并将该驱动电路应用于永磁同步电机控制系统中, 完成台架测试。
1 IGBT驱动及保护设计
1.1 驱动芯片简介
英飞凌公司推出的Hybrid PACK1400 A/650 V IGBT FS400R07A1E3, 针对电机功率20 k W~30 k W左右的轻度混合动力汽车, 本研究的设计中驱动芯片采用英飞凌公司的1ED020I12FTA[6,7]。该驱动芯片为汽车级芯片, 采用了先进的Coreless Transformer技术。驱动芯片传输延迟时间短, 共模抑制能力强, 其具有可靠的IGBT短路保护及故障回馈功能;可实现上、下桥臂互锁的功能, 可以可靠地开启和关断IGBT;同时其两级关断的功能可靠地抑制了电压变化率的上升, 使得IGBT的关断更加可靠。芯片为双电源供电 (VCC1/VCC2) 。由外部控制电路输出的PWM波输入到芯片的IN-与IN+引脚, 通过内部的隔离传输机制将信号传递到芯片的输出级OUT引脚。芯片输出级检测到的故障信号通过隔离传输回馈到输入侧, 该故障信号一方面直接停止PWM的输出到OUT引脚, 另一方面将故障信号传输到FLT引脚。
1.2 驱动保护电路设计与分析
1.2.1 过流保护
当IGBT过流时驱动芯片提供保护电路, 通过检测IGBT的集电极与发射极间的电压UCESAT, 间接地实现对IGBT的过流检测[8]。
本研究所设计的驱动电路过流保护部分如图1所示。当IGBT由于过载或者短路过流发生时, IGBT的集电极电流IC增加, 使得IGBT的饱和压降上升 (IC=UCESATRCE) , 驱动芯片DESAT (3) 引脚为IGBT饱和压降检查引脚, 引脚检测IGBT饱和压降。当发生IGBT过流时, 芯片外部保护电路二极管D1负极电压升高, 使得D1截止;驱动芯片由于内部上拉电压VCC2 (15 V) 在DESAT引脚产生一个高电压;该电压与芯片内部9 V参考电压通过内部电压比较器K1进行比较。当DESAT引脚电压大于9 V时, 将故障信号通过内部与门电路参与关断芯片的驱动输出, 上报故障信号到芯片的FLT (16) 引脚, 引脚输出低电平。故障信号通过无芯传输技术传输给芯片低压侧的故障引脚FLT, 故障信号通常可用指示灯显示。该短路故障指示过程所需时间约4μs, 可及时关断IGBT, 防止IGBT损坏。
1.2.2 两级关断特性
在IGBT过流时, 电流越大则IGBT承受的短路时间越短, 但是不能立即关断IGBT, 主要原因是电流越大, 在IGBT关断时的电流变化率就越大。由于IGBT漏感和引线电感的存在, IGBT关断时会出现集电极过压, 该过压会在IGBT内部产生锁定效应, 使得IGBT锁定失效;另外较高的过电压会使得IGBT击穿。因此驱动芯片输出的关断IGBT的驱动电位是通过两级关断方式切断驱动输出的。本研究所设计的两级关断电路如图2所示。
驱动芯片的TLSET引脚通过外接稳压二极管与电容实现了对驱动芯片输出的两级关断, 电容的大小决定着两级关断的延迟时间, 两级关断输出如图3所示。
驱动PWM信号输出的最小开通上升时间与关断下降时间都必须大于TLSET的设置时间, 否则驱动信号输出电位保持原状态不变。在关断时, 如果电压下降不能保持在这个时间内, 输出可能为原状态。
1.2.3 箝位保护电路
(1) 芯片米勒箝位保护。
当IGBT在关断时门极电压开始下降, 当门极电压下降到小于集电极电压时IGBT进入线性工作区, 门极与集电极之间的米勒电容决定着饱和压降的上升, 使得门极电压关断延时。为了消除这种延时, 驱动芯片通过箝位电路作用, 当门极电压降到2 V的时候, 门极电压被直接拉到关断电压VEE2 (-8 V) 。
(2) 集电极箝位。
为了防止集电极电压过高损坏IGBT, 本研究在IGBT的集电极与门极之间加D2, D3进行有源钳位, 所设计的电路如图4所示。
D2普通快速恢复二极管;D3TVS管
图4中, 集电极电位被钳住, 当IGBT过载或者短路时关断IGBT会产生很高很陡的电压尖峰, 这些尖峰很容易损坏IGBT, 当集电极电位过高时, TVS管被击穿, 电流通过D3, D2流过IGBT的门极, 使得IGBT的门极电位升高, 这样会使得关断的电流不会很陡, 从而减小尖峰。在正常关断时的电压尖峰一般不足以损坏IGBT。因此该有源钳位一般在出现故障时动作, 在正常开启关断时不会动作。
1.3 门极驱动电路及门极电阻选择
驱动芯片的输出端接推挽电路放大驱动信号, 驱动电路原理图如图5所示, 在IGBT门极串联的电阻值大小的选择直接影响着IGBT的门极驱动波形, 为了提高IGBT的开关频率、降低损耗, 一般选择门极串联电阻越小越好。在有续流二极管产生反向恢复电流和吸收电容的放电情况下, IGBT的开通会很容易产生电压尖峰, 损坏IGBT。为了降低上升速度, 又需要增加串联电阻, 抑制电流尖峰。门极电阻太小, 会造成驱动波形脉冲振荡;门极电阻过大时, 脉冲波形的上升下降沿又容易发生延迟, 因此选择合适的门极串联电阻对于驱动电路的设计至关重要。
为防止过电压现象出现可以调整合适的VGE/RG以减小电流变化率, 直流母线的支撑电容应当尽可能靠近IGBT模块, 减少IGBT连接及环路的距离以减小环路电感。
驱动电路整体原理如图5所示。
T1_UT管NPN管用于开通IGBT;T2_UT管PNP管用于关断IGBT
1.4 EMS设计
驱动系统所处的环境为高频较大功率的电磁场环境, 合理的EMS设计有助于驱动的电路的有效工作防止IGBT模块误导通, 同时也可以保护系统采样电路不会受到极大的冲击导致数据误传[9]。根据对电磁场干扰源的分析, 笔者在控制器的外壳设计时选择了屏蔽性较好的铝外壳进行设计, 同时试验时保证外壳的封闭性, 保证不会有天线效应产生的对外辐射, 在驱动板设计上增加了接地点, 有助于干扰信号的泄放。
2 驱动系统测试结果分析
应用本研究所设计的驱动电路, 笔者开发了一套电机控制系统, IGBT模块采用英飞凌HP1 FS400R07A1E3模块。实验中从控制板输出到驱动板幅值为0~5 V的PWM信号, 实际测得的驱动电路输出即IGBT门极驱动电压范围为-8 V~15 V, 驱动电路输出波形波形图如图6所示。可见在基于1ED020I12FTA芯片的驱动模块驱动下, 驱动电路能够可靠地输出导通与关断信号。
本研究采用双脉冲测试方法得到的集电极-发射极电压Vce、集电极电流Ic及门极-发射极电压Vge波形如图7所示。从波形可看出驱动电阻的取值合适、门极没有振荡、开通时间、关断时间在合理范围之内。双脉冲测试验证了所设计驱动电路的可靠性及实用性。
将本研究设计的IGBT及驱动应用于一台额定功率为20 k W的电动汽车用永磁同步电机控制系统, 并进行了台架验证。转速2 000 r/min、转矩103.5 Nm时的直流母线电流与电机相电流波形如图8所示。实验结果表明, 采用所设计的IGBT驱动电路的电机系统能可靠、稳定地运行。
3 结束语
本研究设计了基于英飞凌汽车级驱动芯片1ED020I12FTA的IGBT驱动电路与检测电路, 该驱动电路设计可以满足应用要求, 能可靠地开通、关断IG BT, 在车用永磁同步电机控制系统中运行平稳。
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IGBT驱动保护电路的设计与测试 第5篇
绝缘栅双极性晶体管 (IGBT) 集功率、场效应晶体管 (MOSFET) 和双极型功率晶体管的优点于一体, 具有电压控制、输入阻抗大、驱动功率小、控制电路简单、开关损耗小、通/断速度快且通态压降低、易高压大电流等特点[1,2,3]。在IGBT的应用中, 驱动和保护一直都是研究的关键技术, 特别是过流保护方面。IGBT器件本身以及它在电路中运行条件的特点, 决定了其过流保护和其他开关器件相比有很大的差别。IGBT的过流保护电路直接关系到整个系统的工作性能和运行安全。
本研究集中分析IGBT驱动保护电路的设计与测试。
1 IGBT驱动电路
1.1 IGBT的开关特性
IGBT的等效电路和器件的内部结构, 如图1所示。由图1可知, IGBT的开关控制是通过和MOSFET类似的栅极结构来完成的, 因此IGBT和MOSFET的开关过程大致相似。IGBT硬开关时VGE、ICE和VCE的波形示意图, 如图2所示。开通时, 当VGE达到开通门限后, 到t2时间, ICE达到最大值, VCE下降过程中, 由于和MOSFET一样的密勒电容CGC的作用, 栅极电压基本恒定, 延缓了IGBT的开通过程, 当VCE下降结束, ICE达到稳态值, CGC作用消失, VGE以较快的上升率达到最大值。为了降低此效应, 应该使栅极驱动源的内阻足够小, 增加流经CGC的电流, 加快开通速度[4,5,6]。
关断时, 同样由于密勒电容的效应, 当VCE上升的过程中, VGE有一段近似恒定的时间, 影响关断的过程。另外, 由于IGBT是双极性器件, 在关断过程中有一个少子复合过程, 造成关断时的拖尾电流, 这是IGBT和MOSFET开关最大的不同点, 这也是影响IGBT工作频率的最主要原因。
1.2 IGBT驱动电路的要求
1.2.1 开通正栅压
IGBT静态特性曲线示意图, 如图3所示。IGBT正栅压VGE越大, 导通电阻越低, 损耗越小。但是, 如果VGE过大, 一旦IGBT过流, 会造成内部寄生晶闸管的静态擎柱效应, 引起IGBT失效。相反, 如果VGE过小, 可能会使IGBT的工作点落入线性放大区, 最终导致器件的过热损坏, 比较理想的IGBT驱动电压范围是12 V<VGE<18 V。
1.2.2 关断栅压选择
IGBT的关断过程可能会承受很大的dv/dt, 伴随关断浪涌电流, 干扰栅极的关断电压, 可能造成器件的误开通。为提高驱动电路的抗干扰能力, 在关断时栅极应加上适当的负偏压, 一般取为-10 V<VGE<-5 V。
1.2.3 栅极串联电阻Rg的选择
从IGBT的开关特性的分析可以看出, Rg直接影响IGBT的工作情况。为提高开关频率, Rg取值应该尽量小。但如果Rg取值过小, 会导致栅、射极之间的充放电时间常数小, 开通瞬间电流较大, 从而损坏IGBT;若Rg取值过大, 虽然在抑制dv/dt方面很有效果, 但增加了IGBT的开关时间和开关损耗, 严重影响IGBT的性能和工作状态。Rg的取值大概是十几欧到几百欧之间, 具体取值根据应用的实际情况选取最佳值。
2 驱动电路的保护
2.1 过流保护
2.1.1 过电流损坏原因
IGBT内部有寄生晶闸管, 在规定漏极电流范围内, 其产生的正偏压不足以使晶体管导通, 当漏极电流大到一定程度, 正偏压足以使晶体管导通, 进而使寄生晶闸管开通, 栅极失去控制, 发生擎柱效应。此时关断无效, 集电极电流很大, 致使IGBT损坏[7,8]。当电流还未达到擎柱效应所需电流大小时, 如果IGBT运行指标超过SOA所限定的电流安全边界, 即工作在过流状态下, 其长时间过流运行会造成很高的功耗, 损坏器件。当最严重的过流情况, 即短路发生时, 电流很快达到额定电流的4～5倍, 此时必须尽快关断器件, 否则器件将很快损坏。
2.1.2 过电流的处理
根据IGBT的静态特性, 当发生过流时, VCE会随电流急剧变大, 则可以通过检测VCE的大小来判断是否过流。当检测到过流发生时, 首先采取降栅压措施, 从图3的静态特性曲线可知, 栅压降低以后, 电流显著减小。这样一方面可以保护器件, 另一方面如果确定是短路需要关闭器件时, 不用在相当大电流的基础上执行关断, 反而引入di/dt。当降栅压运行一段时间后 (一般是10 μs) , 如果电流恢复正常, 可以再加上正常的栅压, 这样可以有效避免假过流造成的误保护。但如果电流仍然处于过流的状态, 则判断是短路故障, 应该马上对IGBT进行关断。此时, 绝对不能快速关断, 因为短路时电流非常大, 直接关断会在线路寄生电感上产生很大的电压, 进而损坏器件, 而应该保证电流变化率不会过大, 让栅极电压缓慢降低关断器件[9,10]。
2.2 栅极过压的保护
2.2.1 栅极过压原因
IGBT大多是工作于感性负载状态, 当其处于关断状态, 而反并二极管正在反向恢复过程时, 就会有很大的dv/dt加于C、E两端。由于密勒电容的存在, 该dv/dt将在电容上产生瞬间电流, 流向栅极驱动电路。该电流与Rg作用, 如果Rg值偏大, 使Vge超过IGBT开通门限电压值, 器件就会被误触发导通。
2.2.2 栅极过压处理
在栅射间并接入一个栅射电阻可以解决栅极过压的问题。另外, 为了防止栅极驱动电路出现高压尖峰, 本研究在栅射间并接2只反向串联的稳压二极管, 其稳压值与正、负栅压相同。这样可以保证栅射电压的稳定, 并且能有效地将密勒电容产生的电流通过栅射电阻释放, 达到栅极过压保护的目的。
3 电路设计
3.1 电路说明
驱动电路原理图, 如图4所示。整个驱动端电路采用6N137光耦隔离, 单电源供电, 通过一个5 V的稳压管D5完成0 V和-5 V之间的转换, 并用一个电源实现了正负电源的功能。图4中, D6、D7、R2构成栅极过压保护电路, D3、D4是快恢二极管, D1、D2是稳压值不同的齐纳稳压管。
3.1.1 正常工作时
驱动信号通过光耦送入驱动电路, 通过RS触发器的置位引脚启动电路。开通时, 两个过流保护的延时电路电容C1、C2开始充电, 此时推挽电路也将Vg提高到正栅压, IGBT导通, VCE很快下降为导通压降, 当C1、C2电压高于VCE时, D3、D4导通, C1、C2电压被钳位, 不再上升, 也就不会将D1、D2击穿, 电路正常工作。关断时, C3已经被充电, 与C3串联的二极管截止, 推挽电路输出低电平, 由于D5的原因, 栅压变为-5 V, 将IGBT关断。
正常工作时最重要的是C1、C2及其充电电阻的选择, 时间常数不能太小, 否则会在IGBT开通前将D1、D2击穿进入过流保护状态, 也不能过大, 否则在过流时会因为动作时间过长而损坏器件。
3.1.2 过流降栅压运行
一但IGBT过流, VCE急剧上升, 超过了C1、C2的钳位电压, D3、D4反向阻断, C1、C2开始充电, 当C1的电压高于D1的击穿电压 (D1击穿电压低于D2) 时, D1反向击穿, T1导通, 与T1串联的稳压管投入电路工作, 将此时的栅压降低, 实现降压运行。
3.1.3 短路缓慢关断
控制C2电压上升和D2击穿电压之间的关系, 调整D1、D2相继击穿的时间差约为10 μs, 如果10 μs内电流恢复正常, 那VCE会再降低, D3又导通, C1、C2电压钳位到低电平, 恢复正常工作。而如果是短路发生, C2的电压会持续上升, 直至击穿D2, 导通T2, C3马上通过R1和T2放电, 栅压开始缓慢降低, 降低的速率由C3和R1的时间常数决定, 当C3的电压降低到低电平时, 改变RS触发器状态, 将6N137封锁, 输出低电平, 完全关断IGBT, 从而实现短路时栅极电压的缓慢降低, 并缓慢关断IGBT。
该过程中最关键的是两个保护电路的延时电路参数的选取。具体IGBT的保护时间设置有很多选择, 可以改变电阻电容的组合, 也可以改变稳压管的击穿电压。
3.2 短路保护实验
试验电路, 如图5所示。先将电容充电, 然后启动驱动电路, 可以观察短路保护时的波形, 如图6所示。
由图6可见, 向驱动电路发出启动信号后, RS触发器输出反向, 栅极电压上升到开通电压, 而VCE由于电容通过IGBT放电, 电压猛降, 此时, IGBT中流过的电流相当大, 处于过流的状态, 经过大概10 μs的时间, 保护电路开始作用, IGBT进入降压运行阶段, 从图中看出, 此时从IGBT流过的电流已经明显减小, 从电阻流入的电流已经将电容的电压又补充回去, 但此时的电流仍然很大, 故再经过大约10 μs的时间, 电路进入关断阶段, 栅极电压开始以一定的斜率下降, 趋势很平缓, 当栅极电压降到逻辑低的电压值时, 触发器状态变化, 驱动电路封锁, 此时如果要重新开启电路, 需要再给出启动信号。
从短路测试中可以看出, 在过流的时候该电路能够有效地完成降压运行和缓慢关断的任务, 为IGBT的正常工作提供保障。
4 结束语
该驱动电路具有隔离驱动、过流保护、过栅压保护等特点。如果希望电路能正常工作, 重要元件的参数需要认真选择, 特别是Rg值的选取, 在电路上可对Rg部分进行改进, 利用二极管分别在开通和关断时得到不同Rg值。另外, 该驱动电路只能对过流和栅极过压起保护作用, 对VCE的过压保护需要在主电路中加入缓冲保护电路, 才能保证器件的可靠工作。
摘要：在分析了绝缘栅双极性晶体管 (IGBT) 动态开关特性和过流状态下的电气特性的基础上, 对常规的IGBT推挽驱动电路进行了改进, 得到了具有良好过流保护特性的IGBT驱动电路。实践应用证明该电路结构简单, 使用可靠, 易于操作, 配合数字信号处理器 (DSP) 等控制芯片能达到很好的驱动效果。
关键词：绝缘栅双极性晶体管,开关特性,数字信号处理器,过流保护,场效应晶体管
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基于IGBT的逆变器驱动电路设计 第6篇
绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 是由BJT (双极型三极管) 和MOS (绝缘栅型场效应管) 组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 具有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点, 易于驱动、峰值电流容量大、自关断、开关频率高 (10-40kHz) , 因此在电力电子领域得到了普及, 并被应用于许多领域, 如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动、电子驱动器等领域。
变频器是利用电力半导体器件的通断作用将工频电源变换成另一频率电源的电能控制装置。本设计中变频器逆变主电路部分是由Infineon公司的H25T120型IGBT组成的三相桥式逆变电路, 该型IGBT具有较高的反向电压 (高达6.5kV) , 开关电流最大可达3k A, 除功率模块自身外, 电力电子系统中的一个关键组件是IGBT驱动器, 它是功率晶体管和控制器之间重要的接口。驱动器的作用是将控制电路输出的PWM信号进行功率放大, 满足驱动IGBT的要求, 驱动器功率不足或选择错误可能会导致模块和驱动器故障。所以本文针对IGBT的驱动特性进行了分析, 并提出一种驱动电路的设计方法。
2 IGBT的工作特性
IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件, 其驱动与MOSFET驱动相似, 是电压控制器件, 驱动功率小。但IGBT的栅极与发射极之间、栅极与集电极之间存在着结电容, 在它的发射极回路中存在着漏电感, 由于这些分布参数的影响, 使得IGBT的驱动波形与理想驱动波形产生较大的变化, 并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。
IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。当在栅极加正向电压时, MOSFET内形成沟道, 并为PNP晶体管提供基极电流, 进而使IGBT导通。当在栅极上施加反向电压时MOSFET的沟道消除, PNP晶体管和基极电流被切断, IGBT即被关断[1]。
IGBT和其它电力电子器件一样, 其应用还依赖于电路条件和开关环境, 它所需要的驱动电流与驱动功率非常小, 可直接与模拟或数字功能块相接而不须加任何附加接口电路。
3 驱动电路设计
3.1 IGBT驱动特性
IGBT栅极正向驱动电压的大小对电路性能有重要影响, 当正向驱动电压增大时, IGBT的导通电阻下降, 使开通损耗减小;但若正向驱动电压过大则负载短路时其短路电流IC随UGE增大而增大, 可能使IGBT出现擎住效应, 导致门控失效, 从而造成IGBT的损坏;若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域, 使IGBT过热损坏, 故一般选取12V≤UGE≤15V。栅极负偏置电压可防止由于关断时浪涌电流过大而使IGBT误导通, 一般负偏置电压选-5V。
一般情况下, IGBT的开通与关断速度由栅极电阻GR来决定和调整, 当GR增大时, 有利于抑制IGBT的电流上升率及电压上升率, IGBT的开通和关断时间增加, 从而使导通和关断损耗增加;当GR减小时, 则会导致dt/di增加, 从而引起IGBT的误导通[2], 但GR的存在会使输出脉冲对栅极电压的嵌位作用降低, 当IGBT集电极电压发生突变时, 将会有电流通过弥勒电容耦合到栅极, 使栅极电压随之变化, 影响IGBT的正常工作, 改变IGBT输出电流的波形。然而若将栅极电阻GR去掉又会使IGBT开通和关断速度不可控, 造成过大的dt/dv和dt/di。所以GR值应根据IGBT的电流和电压额定值及开关频率来选取, 取值范围一般为十几Ω到几百Ω之间[2]。
3.2 IGBT驱动电路分析
在桥式逆变器中的IGBT的工作电位差别很大, 不允许控制电路与其直接耦合, 为了保证驱动电路和主电路之间信号传输的畅通无阻, 当需要驱动电路的输入端与输出端电气隔离时, 一般采用光电耦合器的隔离驱动器或是利用脉冲变压器来提供电气隔离。
隔离驱动产品绝大部分是使用光电耦合器来隔离输入的驱动信号和被驱动的绝缘栅器件, 采用厚膜工艺制成HIC电路, 部分阻容元件也由引脚接入。一般数字信号处理器构成的控制系统, IGBT驱动信号由处理器集成的PWM模块产生的。而PWM接口驱动能力及其与IGBT的接口电路的设计直接影响到系统工作的可靠性。由于IGBT是高速器件, 所选用的光耦必须是小延时的高速型光耦, 故本文选用Agilent公司的HCPL-314J高速光电耦合器来达到光电隔离的目的。
HCPL-314J的主要特征:16引脚双列直插封装;驱动电路的最小输出电流峰值为0.4A;最小共模抑制比为10k V/μs;最大低电平为0.5V, 无需栅极负压;最大供电电流为3mA;电源电压范围为10V-30V;最大开关速度为0.7μs。HCPL-314J的内部结构框图如图1所示[3]。
HCPL-314J输出电路具有宽限工作电压范围, 易于提供门控器件所需的驱动电压。它适于额定容量为1200V/100A的IGBT。
3.3 IGBT驱动电路设计
逆变电路原理图如图2所示, 快速恢复二极管VD1-VD6与Q1-Q6并联, 承受负载产生的反向电流以保护IGBT。IGBT1和IGBT6为一组, IGBT2和IGBT3为一组, IGBT4和IGBT5为一组, 每组IGBT同时导通与关断。
在实际使用中, 如果IGBT栅极回路不适合或者栅极回路完全不工作时, 若在主回路上加上电压, 则IGBT就会损坏, 为防止这种情况, 一般在栅极和发射极之间接一个1 0K电阻R0, 用来泄放IGBT结电容的电压。PWM为ARM微处理器芯片输出的驱动信号源, R1为驱动电路内阻;光耦HCPL-314J的作用是实现控制电路与主电路之间的隔离, 传递PWM信号;电阻R2作用是限制光耦输入电流;电容C1用以提高抗干扰能力;为了起到抗干扰作用, 集成芯片的Vcc引脚和地线之间安装一个0.1μF的陶瓷电容C2;栅极与发射极间的二极管D1的用来钳制栅极与发射极之间的电压, 确保IGBT安全可靠的工作。
驱动电路是将主控电路中产生的六个PWM信号, 经光电隔离和放大后, 作为逆变电路的换流器件 (逆变模块) 提供驱动信号。逆变电路的三个上桥臂驱动电路是三个独立驱动电源电路, 三个下桥臂驱动电路是一个公共的驱动电源电路。上图中, 虚线部分为逆变电路的三个上桥臂中一个IGBT的驱动电路原理图 (其余两个相同) , 该驱动电路的作用相当于一个光耦隔离放大电路。它是将控制器LM3S38962产生PWM信号输出给光电耦合器HCPL-314J。当HCPL-314J输出端VO输出为高电平时, IGBT Q1的VCE为15V, Q1导通。当HCPL-316J输出端VO输出为低电平时, Q1的VCE为-5V, Q1关断。
脉冲输出部分包括脉冲整定部分和功率放大部分, 在IGBT接收到光耦传送的信号后, 由脉冲整定部分对脉冲信号进行处理。当控制电路输出的PWM脉冲信号经驱动电路功率放大后, 满足驱动IGBT的要求, 进而驱动IGBT, 产生的驱动波形如图3所示, 其中CHl为输入控制信号波形, CH2为输出驱动信号波形。当控制信号为低电平0时, 驱动电路产生1 5V左右的电压信号, 可以有效地驱动IGBT的栅极使其开通;当驱动信号为高电平1时, 驱动电路产生-5V左右的负电压, 可以使IGBT有效关断。
4 结束语
IGBT对驱动电路有较为严格的要求, 驱动电路性能的优劣是其能否可靠工作、正常运行的关键所在本文根据IGBT栅极驱动电路的特性及逆变电路的要求, 设计了一个采用高速光耦HCPL-314J为核心的逆变电路IGBT驱动电路.本电路采用15V单电源供电可产生+15V和-5V的驱动电压, 从而实现IGBT快速地开通和关断, 采用HCPL-314J进行信号隔离、放大以适合高频场合应用。经分析和实验, 表明该电路具有简单、实用、可靠性高等优点, 是一种较好的IGBT驱动电路。
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IGBT驱动电路设计 第7篇
IGBT(绝缘栅双极晶体管)是由双极型晶体管GTR和场效应晶体管MOSFET组合而成的新型复合电压控制电力电子器件。由于具有输入阻抗大、驱动功率小、开关损耗小、通态压降小、响应速度快、工作频率高和控制电路简单等优点,因此IGBT被广泛应用于开关电源、UPS、逆变器、新型混合式断路器、转换开关、电力有源滤波器以及要求快速、低损耗的电力电子装置等领域中[1]。由于IGBT工作特点的特殊性,所以必须合理的设计驱动电路使IGBT的性能得到最有效的发挥。文中针对逆变需要的1 200 V的大功率IGBT,根据其栅极驱动特性,采用IR2214驱动芯片设计了一种有效的IGBT驱动电路。
1 IGBT栅极驱动特性分析
1.1 栅极驱动电压
栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要影响,必须正确选择。当正向驱动电压增大时,IGBT的导通电阻下降,使开通损耗减小,但若正向驱动电压过大,则负载短路时其短路电流IC随UGE增大而增大,可能使IGBT出现擎住效应,导致门控失效,从而造成IGBT的损坏;若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域,使IGBT过热而损坏。
为使IGBT通态损耗最小,同时IGBT又具有良好的承受短路电流能力,通常选取栅极驱动电压UGE≥D3UGE(th),系数D=1.5,2,2.5,3。当阈值UGE(th)电压为6 V时,栅极驱动电压UGE分别为9,12,15,18 V;栅极驱动电压UGE为15 V最佳;IGBT关断时,栅极加负偏压,提高抗干扰及承受dv/dt能力,栅极负偏压一般为-5 V。另外,IGBT开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值,使IGBT在正常工作及过载情况下不致退出饱和导通区而损坏[2]。
1.2 栅极串联电阻RG
为了改善栅极控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡,减小集电极电流上升率diC/dt,需要在回路中串联电阻RG,选择适当的RG对IGBT驱动很重要。当RG增大时,可抑制栅极脉冲前后沿陡度和防止振荡,减小开关diC/dt,限制IGBT集电极尖峰电压;但RG增大时,IGBT开关时间延长,开关损耗增大。当RG减小时,减小IGBT开关时间,减小开关损耗;但RG太小时,可导致G、E之间振荡,IGBT集电极diC/dt增加,引起IGBT集电极尖峰电压,使IGBT损坏。因此,应根据IGBT的电流容量和电压额定值及开关频率的不同,选择合适的RG阻值,一般应选RG在十几欧至几百欧之间[2,3]。
1.3 IGBT快速开通、关断时间
IGBT的快速开通和关断有利于提高工作频率,减小开关损耗。但在大电感负载时,过快开通和关断反而有害,原因是高速开通和关断会产生很高的尖峰电压diC/dt,可能造成IGBT自身或其他元件的击穿,所以在感性负载情况下,IGBT的开关时间也不能过短,应根据器件的耐压能力综合考虑[4]。
1.4 栅极驱动功率
IGBT的开关要消耗来自栅极电源的功率,其功率受栅极驱动正、负偏置电压的差值ΔVGE、栅极总电荷QG和工作开关频率fZ的影响。电源的最大峰值电流IGPK为:IGPK=±(ΔVGE/RG),电源的平均功率PAV为:PAV=ΔVGEQGfZ[2]。
2 基于IR2214的驱动电路设计
IR2214芯片是用于工业电机驱动控制的高压集成IC,它是一款新型的半桥式栅极驱动IC,其具有完整的软停机的电机驱动保护,能够探测欠饱和状态或电源欠压,并向控制器发送故障信息,软过电流关闭避免了功率节点过高或过低,保护开关器件免遭损伤,还有专用引脚来设置开通、关断和软关闭开关时间,可以对IGBT起到很好的保护功能[5]。IC IR2214的外部引脚如图1所示。
2.1 IR2214引脚介绍
Pin1:HIN,高侧逻辑电平输入端。Vss-0.3≤U≤Vcc+0.3,Iin=330μA。
Pin2:LIN,低侧逻辑电平输入端。Vss-0.3≤U≤Vcc+0.3,Iin=330μA。
Pin3:FLT_CLR,清除故障信号输入端,当此引脚为高电平时,清除故障锁存,恢复高电平。
Pin4:,双重FUN(in/out),低电平有效。作为IN信号:低电平时,关断所有输出信号。作为OUT信号:软关断(SSD)发生时,输出为低电平。此引脚不连接下位机。
Pin5:,故障输出端。双重FUN(in/out),低电平有效。作为IN信号:低电平时,关断所有输出信号。作为OUT信号:SSD发生时,输出为低电平。
Pin6:VSS,逻辑地。
Pin7:SSDL,低侧软关断输出。当低电平时,此引脚导通,对输出信号软关断。
Pin8:COM,低侧开关元件射极输出侧。
Pin9:LON,低侧驱动关断信号输出侧。设置输出电阻,可以影响IGBT关断时间。
Pin10:LOP,低侧驱动导通信号输出侧。设置输出电阻,可以影响IGBT开通时间。
Pin11:VCC,芯片供应电压。一般11.5 V
Pin12:DSL,低侧过流保护输入,VCE不饱和保护输入信号。当超过8 V时,IR2214发生SSD。
Pin18:SSDH,为高侧软关断输出。当低电平时,此引脚导通,对输出信号软关断。
Pin19:VS,高侧悬浮开关元件射极输出侧。
Pin20:HON,高侧驱动关断信号输出侧。设置输出电阻,可以影响IGBT开通时间。
Pin21:HOP,高侧驱动导通信号输出侧。设置输出电阻,可以影响IGBT关断时间。
Pin23:VB,高侧门极驱动悬浮电源端。
Pin24:DSH,高侧过流保护输入,VCE不饱和保护输入信号。当超过8 V时,IR2214发生SSD。
Pin13,Pin14,Pin15,Pin16,Pin17,Pin22:N.C.,悬空。
2.2 驱动电路设计
驱动电路如图2所示。IC IR2214的Pin1、Pin2、Pin5、Pin3与MCU链接。如果是多组IR2214组成的驱动电路,则Pin4、Pin5还要与其他的IR2214对应的引脚连接,这样如果某一个IR2214发生软关断,则Pin4、Pin5出现低电平,互相连接的其他IR2214也会发生软关断保护,关闭所有输出,保护IGBT。R1是自举电阻,当电路起始充电的时候,该电阻起到限流的作用,一般设置该电阻阻值小于或等于10Ω。D1是自举二极管,该二极管耐压值大于或等于1 200 V,并且转换时间trr≤100 ns。C1是自举电容,要根据选用的IGBT参数来设置该电容的容量。IGBT导通时,HOP、LOP输出驱动电压,R2、R5的阻值对IGBT开通时间有一定的影响;而IGBT关断时,HON、LON输出关断电压,R3、R6的阻值对IGBT关断时间有一定的影响;当发生欠压、过流故障时,通过SSDH、SSDL输出关断电压,R4、R7的阻值对IGBT栅极进行软关断保护有一定的影响。R8、R9的功能是当多组IR2214连接时,IC正常工作的时候Pin5、Pin4输出高电平电压,当某一个IR2214发生软关断保护时,Pin5、Pin4输出低电平电压,这样其它IR2214也立即进行软关断保护。根据IGBT工作特性可知,当IGBT发生过流现象时,VCE会逐渐迅速增大,因此设计通过D2、D3二极管将检测到的IGBT C、E极两端的压降与IR2214内置的8 V电平比较,当超过8 V时,预示发生过流,IR2214将对IGBT进行软关断。
3 结语
IGBT对驱动电路有一些特殊要求,驱动电路性能的优劣是其可靠工作、正常运行的关键所在,高性能驱动电路的开发和设计是其应用的难点[6]。文中详细分析了IGBT栅极驱动电路的特性,针对工矿机车逆变器的需要,采用IR2214设计了一个可驱动1 200 V,200~300 A的IGBT的驱动电路。实验验证,该驱动电路具有良好的驱动及保护能力。
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IGBT驱动关键技术研究 第8篇
绝缘栅双极型晶体管IGBT(insulated gate bipolar transistor)是一种将MOSFET(场效应晶体管)和GTR(电力晶体管)集成于一体的复合型器件。IGBT以其优良的开关特性、易于驱动触发、稳定的热性能、较高的电流承载能力、较高的阻断电压等优点,广泛应用于机车变流器、风能、光伏、UPS、变频器等领域。
IGBT在变流设备工作中承担着功率变换和能量传输的关键作用。据有关工程应用技术数据显示,由于IGBT损坏而造成的各类变流设备发生故障的概率超过90%。因此,IGBT的安全可靠应用问题已成为国内外相关领域专家、学者及工程技术人员的研究热点。IGBT的应用可靠性问题,相当大的比重在于其驱动可靠性及其保护的设计。本文以IGBT驱动为研究对象,从IGBT的驱动电路设计要点、栅极保护电路、电压应力防护以及过流与短路保护等方面展开,给出IGBT可靠驱动的理论分析及电路解决方案。
1 IGBT驱动关键参数
变流设备的核心器件IGBT在功率变换中起着关键作用。IGBT本身的工作特性,直接影响着变流器的性能,而直接影响IGBT工作性能的驱动电路,其设计的合理性也就决定变流器的各项性能指标。
第一,IGBT驱动电路要根据具体的IGBT参数设计驱动电路的功率,包括驱动的平均功率与瞬时峰值功率。驱动电路的功率直接决定其能否稳定驱动相应的IGBT,保证IGBT可靠开关动作。驱动电路的功率要根据IGBT具体规格而定,主要涉及栅极电荷QG。第二,IGBT的关断电流拖尾效应也是驱动电路设计所要研究的问题之一。采用负向的栅源电压可将IGBT快速关断,从而防止电流拖尾效应。负向的驱动关断电压也可抑制米勒效应,防止IGBT误导通。第三,要保证IGBT低的通态损耗,就必须使其在安全导通时有较低的饱和压降,这样就要求较高的驱动开通电压,但不能超过其限值±20V,因此,选择15V为开通电压。第四,要尽量减小驱动电路的功率,负向的关断电压大小可以有效优化驱动功率。过低的负向关断电压必然造成较大的驱动功率,因此,根据相关数据资料,选择负向10V的电压来可靠关断,且驱动功率也有所减小。第五,IGBT寄生参数对功率回路及驱动电路的影响也必须要重视,输入电容、米勒电容、输出电容等直接影响IGBT的开关动作特性及驱动电路的各项参数。图1所示为IGBT驱动电路的基本构成。
2 IGBT栅极保护分析
IGBT栅极G与发射极E间氧化膜厚度较小,极易由于过电压而击穿。一般的IGBT,其G、E间最高耐压为±20V,超过此电压范围将会损坏IGBT。为此,在驱动电路设计中增加此处的保护功能,保证IGBT安全可靠。
IGBT由于栅极过压而损坏的情况,一般有两种。第一,在变流设备出厂后的运输途中,或未投入运行时,由于静电电荷不断积累,G、E间的静电电压持续增大,当超过IGBT G、E间所能承受的电压范围后,将会击穿IGBT的栅极氧化膜,从而损坏IGBT。第二,IGBT在变流器正常运行中,由于电路中的电压、电流及磁场的突变,在G、E间产生电压尖峰,也会对IGBT产生很大的威胁。以上两个工况需要通过IGBT栅极保护电路设计来解决。第一,为防止静电电荷不断积累而使G、E间电压增大,在G、E间直接放电阻,将静电电荷释放,电阻值一般为10kohm。第二,采用G、E间增加TVS管(瞬变电压抑制二极管)来抑制电路中电流与磁场等相关物理量突变而引起的栅极过电压。或者,也可在栅极与驱动的正向电源上增加钳位的肖特基二极管来将栅极的电压尖峰释放在电源上。图2所示为IGBT栅极保护设计。
3 IGBT电压应力抑制
有关数据表明,IGBT在其整个生命周期中,因电路中超过其所能承受的电压而击穿损坏的占整个IGBT失效类型的比例较大。为此,在IGBT驱动电路设计中,有关其过电压防护问题显得尤为重要。
IGBT出现过电压的现象主要由于电路中过大的电流变化率而导致,如式(1)所示。其中,VCE为IGBT集电极与发射极两端电压;Ls为电路中杂散电感;di/dt为IGBT电流的变化率,此处一般为电流的下降速率。由式(1)可见,关断电压应力大小主要取决于两方面:第一,电路中的杂散电感量;第二,电流的变化率。这两个方面直接决定应力的大小。因此,减小电压应力的方法有两种:第一,尽量减小线路中的杂散参数,即寄生电感量,但该方法的成效有限;第二,通过电路的设计,减小电流变化率,从而降低电压应力。本文中主要针对第二种方法进行研究。
对于电路中较大的电流变化,主要发生在电流较大时,IGBT的关断状态,包括变流器过流或短路等状态。为保证此刻IGBT关断电压应力不超标,就应该将电流变化率减小。流过IGBT的电流变化率主要由其关断的速度决定,因此,可以通过减小IGBT关断速度来减小电流变化率。而减小关断速度的方法一般有两种:第一,采用有源钳位的方法,当采集到电压应力过高时,利用相关电路将该信号反馈给栅极,即主动给栅极注入电流,使正在关断的IGBT再次开通,从而减小电流变化率,减小电压应力;第二,驱动电路中采集IGBT的电压应力,在电压应力过高时采用相关逻辑电路,将其缓慢关断,等效与较大的栅极驱动电阻值,从而减小电流变化率,进而减小电压应力。
图3为有源钳位电路工作原理图,由TVS管和恢复二极管构成。当集电极电位过高时,TVS被击穿,有电流流进门极,门极电位得以抬升,从而使关断电流变化率减小,进而减小尖峰。这个钳位过程的本质是一个负反馈环路,给定的是TVS击穿点,被控对象是集电极电位。
当检测到IGBT的VCE较高时,触发软关断有效,将IGBT的关断速度减缓,从而减小电流的变化率,抑制电压应力。软关断的过程可以等效为IGBT的关断电阻Ro f f变大的状态,如图4所示。
4 IGBT过流及短路保护
(1)IGBT过电流保护
变流器在一般工作时,过流是一种较为常见的状态。在过流时,承担功率变换的IGBT由于工作电流增大会直接影响其可靠性。在高频变流器中,IGBT一般工作在开、关状态,充当高频的开关器件,因此处在开、关状态的IGBT一般有两种状态:关断(或称为截止)和导通(即饱和导通)。处在导通状态的IGBT的饱和压降很小,因此,IGBT本身的导通损耗就会很小。但是,当IGBT发生过流时,如果没能及时处理,IGBT的电流持续上升,一般的IGBT的工作电流大概为额定电流的3到4倍时,会发生退饱和的现象,即IGBT会退出饱和导通区,进入放大即线性区。在线性区内,IGBT的VCE电压较高,而且工作电流又很大,IGBT的瞬时功率将会较大。对IGBT来说,超过其安全工作区,有过功率损坏的风险。
为此,在变流器发生过流时,为保证IGBT的安全,需要及时关断。然而,IGBT在过流时关断过快,也就意味着电流变化率较大,这样,按照IGBT电压应力抑制的分析,其关断时会有较大的电压尖峰,对IGBT造成威胁,因此,在关断IGBT时可采用有源钳位或者软关断的方法抑制电压应力。综合以上分析,在IGBT发生过流时,必须将其安全可靠地关断。
(2)IGBT短路保护
变流器在工作时由于负载侧故障而引起短路,输出电流会急剧上升,导致IGBT的工作电流也会对应急剧上升。一般地,对IGBT而言,短路分为两种情况:第一,变流器的桥臂内发生直通,回流路径很小,其等效负载也非常小,近似为零,一般称为一类短路。第二,变流器短路点发生在负载侧,等效短路阻抗较大,称为二类短路。二类短路一般也可认为是变流器较严重的过流发生。在短路发生时刻,如果不采取相关措施,就会导致IGBT快速进入退饱和,如IGBT过流保护分析,其瞬态功耗超过限值而损坏。因此,当短路发生时,要尽快关断IGBT,而且关断的速度要平缓,保证电流变化速率在一定范围,避免关断过快而引起电压应力超过限值而损坏IGBT。
当一类短路发生时,流过IGBT的工作电流上升非常快,在很短时间内达到退饱和电流。如果在此刻将IGBT关断,电压尖峰将非常大,很有可能超过限值。为此,在一类短路发生时,将IGBT缓慢、可靠关断非常重要。为了使得驱动电路在尽可能短的时间内响应电流变化,在有源钳位的方案中增加快速响应措施,使得IGBT驱动能够尽快动作。具体措施如图5所示,在TVS管上并联陶瓷电容,该电容高频特性较好,能够响应高频的电流变化,当IGBT的集电极电压发生快速变化时,该电容可以通过电流信号将变化及时地反馈给IGBT栅极,这样,栅极由于此电流的注入而从即将关断的状态进入再次开通的状态,对IGBT本身来说,其电流的变化率就不至过快,确保其较小的关断电压尖峰。IZC可通过以下公式计算得到。对于一类的桥臂直通的短路和二类的较大负载的短路,除采用高级有源钳位的方法外,也可采用软关断的方法处理,二者的区别在于,软关断的瞬时功耗较大,对变流器本身来讲,如果长时间的处于短路状态,效率会有所降低,与此同时,IGBT会有热应力的风险。
5 试验结果
针对1200V/2500A的IGBT,进行双脉冲试验,对设计的IGBT驱动电路基本的驱动能力、栅极保护、电压应力抑制的有源钳位、软关断等功能及性能表现进行实验验证。
试验平台按照图6所示搭建,IGBT模块为半桥结构,其中上管C、E间连接电感L来模拟负载,同时保证上管在试验中处在关断的状态。给下管G、E间输入图中所示的驱动信号,即设置两次开通,且开通与关断的时间T1、T2、T3可控。通过该双脉冲试验,可以有效验证驱动电路在变流器换流时的功能与性能。图7与图8为实验测试波形,两图中通道1均为下管门极与发射极电压VGE;通道2均为下管集电极与发射极电压VCE;通道3均为集电极电流IC。图7中可以看到当达到VCE门限值时,VGE电压上升,延缓了IGBT的关断速度;如图8所示,当检测到较大VCE电压尖峰时,VGE电压缓慢降低,IGBT缓慢关断,从而抑制了电压应力。
6 结论
对于中、大功率变流器的核心开关器件IGBT,其驱动电路不仅仅要保证正常的驱动能力,还要有相关的保护措施,从而在极端工况下保证IGBT的安全、可靠。
本文从IGBT驱动的基本参数设计、栅极保护、电压应力抑制及过流与短路等方面入手,提出了有效的解决方案,并通过相关理论及具体的电路解决措施,验证方案的科学性与可行性。
摘要：为解决中、大功率等级IGBT的可靠驱动问题,本文提出了驱动电路的关键参数设计方案。同时,在变流器极端工况下研究了IGBT的相关特性,提出了极端工况IGBT的保护措施,包括IGBT栅极电压应力防护、VCE电压应力抑制、过流与短路等工况的保护措施及工作原理。对电压应力抑制的关键方案:有源钳位、高级有源钳位、软关断等特性进行理论分析,并给出解决实际问题的应用电路。通过双脉冲试验验证了文中提出的相关理论的科学性以及给出的解决方案的可行性。
关键词：绝缘栅双极型晶体管,电压应力,有源钳位,软关断
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IGBT的驱动和保护技术探析 第9篇
关键词：IGBT,驱动,保护,串联
1 引言
IGB T的开通和关断是由栅极电压控制的。栅极施以正电压时, MOSFET内形成沟道, 并为PNP晶体管提供基极电流, 从而使IGBT导通。此时, 从P+区注入到N一区的空穴对N一区进行电导调制, 减小N一区的电阻RN, 使高耐压的IGBT也具有低的通态压降。在栅极上施以负电压时, MOSFET内的沟道消失, PNP晶体管的基极电流被切断, IGBT即为关断。
2 IGBT的驱动
2.1 IGBT驱动的条件
IGBT是复合了功率场效应管和电力晶体管的优点而产生的一种新型复合器件, 具有输入阻抗高、工作速度快、热稳定性好驱动电路简单、通态电压低、耐压高和承受电流大等优点, 因此现今应用相当广泛。但是IGBT良好特性的发挥往往因其栅极驱动电路设计上的不合理, 制约着IGBT的推广及应用。因此, 设计一种可靠、稳定的IGBT驱动电路非常关键。
IGB的栅极驱动条件密切地关系到它的静态和动态特性。栅极电路的正偏压Uge、负偏压-Ug。和栅极电阻R:的大小, 对IGBT的通态电压、开关、开关损耗、承受短路能力及du/dt电流等参数有不同程度的影响。其中栅极正电压Ug。的变化对IGB T的开通特性, 负载短路能力和d Uge/dt电流有较大的影响, 而栅极负偏压对关断特性的影响较大。同时, 栅极电路设计中也必须注意开通特性, 负载短路能力和由d Uge/dt电流引起的误触发等问题。
根据上述分析, 对IGBT驱动电路提出以下要求和条件:1) 由于是容性输出输出阻抗;因此IGBT对栅极电荷集聚很敏感, 驱动电路必须可靠, 要保证有一条低阻抗的放电回路。2) 用低内阻的驱动源对栅极电容充放电, 以保证门及控制电压Ug。有足够陡峭的前、后沿, 使IGBT的开关损耗尽量小。另外, IGBT开通后, 栅极驱动源应提供足够的功率, 使IGBT不至退出饱和而损坏。3) 栅极电路中的正偏压应为+12到+15V;负偏压应为-2V-1OV。4) IGBT驱动电路中的电阻R:对工作性能有较大的影响, R:较大, 有利于抑制IGBT的电流上升率及电压上升率, 但会增加IGBT的开关时间和开关损耗;Rg较小, 会引起电流上升率增大, 使IGBT误导通或损坏。R:的具体数据与驱动电路的结构及IGBT的容量有关, 一般在几欧到几十欧, 小容量的IGBT其R值较大。5) 驱动电路应具有较强的抗干扰能力及对IGBT的自保护功能。IGBT的控制动及保护电路等应与其高速开关特性相匹配, 另外, 在未采取适当的防静电措施情况下, IGBT的G-E极之间不能为开路。
2.2 驱动电路分类
驱动电路分为:分立插脚式兀件的驱动电路, 光耦驱动电路, 厚膜驱动电路, 专用集成块驱动电路。
IGBT的驱动电路必须具备2个功能:一是实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离;二是提供合适的栅极驱动脉冲。实现电隔离可采用脉冲变压器、微分变压器及光电耦合器。
2.3 IGBT开关损耗与栅极驱动的关系
对整个开关过程中IGBT的电压、电流进行积分就可以算出IGBT的开关损耗。因此开关损耗可以由下面的等式给出:
由前面的分析可知, 增加栅极驱动电压、减小栅极电阻可以加快对栅一射极电容充电的速率, 从而加快IGBT开通过程, 显著降低开通损耗。以下表格给出了不同栅极电阻、不同驱动电压下的开通损耗。
IGBT的保护
在电力电子设备中, 应用IGBT时, 对IGBT的自身保护措施通常有以下几种:通过电流信号的检测来切断栅极控制信号;利用缓冲电路抑制过电压, 并限制过量得du/dt及利用温度传感器检测壳温控制主电路跳闸, 以实现热保护。
3 过电流保护
IGB T的过流保护电路可分为2类:一类是低倍数的 (1.2到1.5倍) 的过载保护;一类是高倍数 (可达8~10倍) 的短路保护。对于过载保护不必快速响应, 可采用集中式保护, 即检测输入端或直流环节的总电流, 当此电流超过设定值后比较器翻转, 封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲, 使输出电流降为零。这种过载电流保护, 一旦动作后, 要通过复位才能恢复正常工作。
IGBT能承受很短时间的短路电流, 能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关, 随着饱和导通压降的增加而延长。如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs, 饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs到5V时可达30μs以上。存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低, IGBT的阻抗也降低, 短路电流同时增大, 短路时的功耗随着电流的平方加大, 造成承受短路的时间迅速减小。通常采取的保护措施有软关断和降低栅极电压2种。软关断指在过流和短路时, 直接关断IGBT。但是, 软关断抗干扰能力差, 一旦检测到过流信号就关断, 很容易发生误动作。为增加保护电路的抗干扰能力, 可在故障信号与驱动保护电路之间加一延时, 不过故障电流会在这个延时内急剧上升, 大大增加了功率损耗, 同时还会导致器件的di/dt增大。所以往往是保护电路启动时, 器件已经坏了。所以, 控制好故障保护时间至关重要。
4 过电压保护
关断IGB T时, 它的集电极电流的下降率较高, 尤其是在短路故障的情况下, 如不采取软关断措施, 它的临界电流下降率将达到数k A/us。极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压, 导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区}fu损坏。所以从关断的角度考虑, 希一望主电路的电感和电流下降率越小越好。但对于IGBT的开通来说, 集电极电路的电感有利十抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流, 能减小开通损耗, 承受较高的开通电流上升率。一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感, 其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。
为了使IGBT关断过电压能得到有效的抑制并减小关断损耗, 通常都需要给IGBT主电路设置关断缓冲吸收电路IGBT的关断缓冲吸收电路分为充放电型和放电阻止型 (如图) 。
充放电型有RC吸收和RCD吸收2种。
下图是三种放电阻止型吸收电路, 放电阻止型缓冲电路中吸收电容CS的放电电压为电源电压, 每次关断前, CS仅将上次关断电压的过冲部分能量回馈到电源, 减小了吸收电路的功耗。因电容电压在IGB T关断时从电源电压开始上升, 它的过电压吸收能力不如RCD型充放电型。
5 小结
综上所述, 可以得出从吸收过电压的能力来说, 放电阻止型吸收效果稍差, 但能量损耗较小。对缓冲吸收电路的要求是:
5.1 尽量减小主电路的布线电感;
5.2 吸收电容应采用低感吸收电容, 一引线应尽量短, 最好直接接在IGBT的端子上;
5.3 吸收二极管应选用快开通和快软恢复二极管, 以免产生开通过电压和反向恢复引起较大的振荡过电。
参考文献
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