低速控制范文（精选9篇）
低速控制 第1篇
陀螺测试速率转台是中低精度陀螺的性能测试和动态模拟的低速测试设备。产品形成过程中结构设计、制造安装等环节的积累效应使系统存在周期性摩擦力矩,并且该力矩对低速段精度影响明显;另外,转台驱动元件永磁直流电机运行时存在波动力矩,该力矩在电机低速段表现更突出,也具有周期特征;同时,测速元件若是编码器,则低速时测量误差会变大。基于以上三点原因,使得该类型转台在设计制造时会因低速跟踪精度显著下降,而使系统整体精度达不到要求。为了进一步提高设备的适用范围和性能,就需要进一步提高转台低速时的跟踪精度,对这些因素加以抑制或消除。针对周期性波动力矩对转台运行的影响,在系统中引入重复控制策略,可达到了很好的效果[1,2]。针对摩擦力矩对转台低速运行的影响,人们一般采取先建立摩擦力模型、再进行补偿的方法;已有摩擦力模型有:库仑摩擦模型,库仑摩擦+粘滞摩擦模型,静摩擦+库仑摩擦+粘滞摩擦模型,Stribeck摩擦模型,Dahl模型,Bristle模型,Bliman and Sorine模型,Lu Gre模型等[3,4]。其中Lu Gre模型最能准确地描述机械中的摩擦现象,但由于Lu Gre模型比较复杂以及模型参数多,使用双观测器才能实现自适应摩擦补偿,致使计算比较复杂,实用化比较困难[5]。通过以上分析,本文提出一种采用重复控制器+摩擦扰动补偿控制的复合控制策略,通过摩擦扰动补偿控制抑制或消除摩擦力矩的影响,同时易于工程实现;通过重复控制器实现对电机波动力矩的抑制或消除,进一步提高转台低速运行的稳定性和跟踪能力。
1 转台摩擦力扰动补偿控制器的设计
针对摩擦力矩对转台低速稳定运行的影响,欲保证转台低速时的跟踪精度,必须进行补偿控制。这里的补偿控制就是根据摩擦力矩对转速的影响大小,及时修正补偿控制量的大小,以抑制或消除摩擦力矩所造成的影响。鉴于基于模型的补偿方法所涉及的参数较多、计算复杂、实际应用困难较大等原因,在此,我们通过模拟系统摩擦力矩扰动,然后施加于控制量和摩擦引入处,对摩擦力矩进行抵消,达到补偿控制的目的,以此方式来解决模型补偿所存在的问题。鉴于转台低速时,电流频率较低,电机的感性因素可以忽略,可得直流力矩电机简化的动态结构图如图1所示。图中,f(s)为摩擦扰动信号,n(s)为输出的角速度信号,KPWM为PWM变换器的电压放大倍数,KM为转台电枢回路的传递系数(由转台转矩系数Cm和电机电枢电阻Ra的比值决定),Ce为反电势系数,J为转台的转动惯量,U(s)=KPWMUC(s),G(s)为小闭环等效传递函数,G(s)=KM(KMCe+Js)。
从图1中可以得到:
系统引入的摩擦补偿控制量应为-f(s),考虑到实际测量转速时有机械谐波干扰,会使系统震荡不稳定,因而设置了低通滤波器,现暂取滤波时间常数为Ton=0.002 s,则摩擦补偿控制量为:
由式(5)和式(6)可得到引入摩擦扰动补偿控制器后转台动态结构图如图2所示。
从图2中可以得到:
从式(7)中可以得出:摩擦扰动项(1-500(s+500))f(s)很快就会被衰减为零,致使扰动不会对输出产生较大的影响,表明摩擦补偿控制器最终可抑制或消除摩擦干扰对转速的影响。摩擦补偿控制器的电路实现:从式(1)~式(6)可知,1 G(s)=(Ce+Js)KM是比例微分环节,其他为比较环节和滤波环节,可由集成电路实现,也可数字实现,均易实现。
2 重复控制器的设计
为了进一步提高系统的低速跟踪能力和抑制摩擦扰动干扰,特别是对周期性干扰进行控制,为此,对转台采用重复控制策略[1]。重复控制是针对一个周期已知的参考输入的单输入单输出线性系统而提出的的一种学习控制方法,它通过将系统内部的周期信号经过时滞环节,被延迟一个信号周期,再将延迟后的信号通过反馈又作用于下个周期,不断循环,经过几个周期的重复控制之后,抑制周期性干扰直至将跟随误差控制在要求的范围之内,从而大大提高系统的跟踪精度。考虑到重复控制的引入会使系统的稳定性变差,为此,在重复控制环节中加入了低通滤波器,结合转台控制系统的调速和稳速要求,转台控制系统采用复合控制后的系统动态结构图如图3所示。
在引入重复控制环节后,系统稳定条件:
式中:GC(s)=C(s)GⅠ(s),C(s)是使系统达到稳定条件而加入的的校正环节传递函数,GⅠ(s)为控制对象被校正成典Ⅰ系统的传递函数;F(s)为低通滤波器的传递函数。
根据重复控制环节的动态结构图4,经推导得出采用DSP予以计算实现的公式如下:
式中:K1=KnT Tn,K2=(Tn-T)Tn。其中Kn为低通滤波器的比例系数,取小于1的数;Tn为低通滤波器的时间常数,由直流力矩电机额定转速决定,一般取值为0~35 Hz,角频率为0~250 rad/s;延迟环节的延迟时间一般取值为系统采样周期的整数倍,TD=NT;T为系统采样周期。为了进一步提高系统的低速跟踪效果,在系统稳定的前提下,在重复控制的前端引入KP比例环节,KP一般取值为10~25。
3 PI调节器的设计
为了确保系统稳态精度的要求,速度调节器采用PI调节器,对转台电机转速进行无静差的PWM控制,PI调节器的参数按典Ⅰ系统的二阶最佳系统进行设计[7],其参数计算公式:
式中:TI为积分时间常数;KPI为比例系数;Tm为电机机电时间常数;Ks为PWM变换器放大倍数;Ce为电机电势常数;α为测速反馈系数;Tm为机电时间常数(Tm=J(CeKM),TS为PWM变换器延迟时间常数。
为了实现采用DSP对转速进行快速实时的PWM控制,PI调节器采用数字积分分离的PI算法,其公式为:
式中:KPI仍按式(8)进行计算;KI为积分系数,按公式KI=KPIT/TI计算,T为采样周期。
4 系统的软件设计
为了使控制系统数字化、功能模块化、集成化,在此采用DSPTMS320LF2812作为控制核心,充分利用它所具有的各项功能,完成对转台电机的控制,实现系统各种功能参数的设置显示、信号采集、运算处理、控制。系统软件部分的设计主要由初始化程序、故障处理及显示程序、键中断服务子程序、运行控制子程序等组成,如图4、图5所示。
主程序完成硬件、软件初始化、故障处理及显示、键中断服务、运行等,硬件初始化主要完成对DSP的设置,如看门狗、时钟、计时器、ADC、I/O、事件管理(EV)等的设置,软件初始化主要对软件变量赋予初值,接受键盘传送的命令,更新变量,实现实时追踪控制,DSP也可通过SCI串口与上位机(微机)保持通信,更新变量和标志。运行控制子程序主要是通过对电机转速的检测、参数计算及重复控制运算、PI运算和补偿控制,实现对转台电机转速的PWM闭环控制。
5 系统仿真与结论
按实际情况选,电动机参数为电压Ud=27 V,电枢惯量J=38010-5kgm2,额定电流IN=2.8 A,电枢电阻Ra=2.475Ω,电磁时间常数TL=3 ms,额定速度为330 r/s,额定负载转矩为7 Nm,PWM变换器延迟时间常数TS=0.1 ms,PWM变换器放大倍数KS=4.8。经计算得Tm=0.065 4 s,Ce=0.060 8 V/(r/m),G(s)=1/(0.060 8+0.162 s)。
按图3应用Matlab建立不包含重复控制器的控制系统仿真模型,并将以上所有数据带入系统仿真模型中,令Un*为0.01°,角频率为10 rad s的正弦信号,并同时施加幅值为0.2、频率为2 Hz方波干扰和幅值为0.2频率为5 Hz正弦干扰,获得转台低速带载运行仿真波形如图6所示。
从图6中可以看出:系统采用了摩擦补偿控制以后,虽可以大大地抑制扰动对转速的影响,使系统低速时具有较高的跟随精度,但是,波形中仍能看到存在极短暂的抖动现象,说明摩擦补偿控制器对周期性变化较大的干扰不能及时完全予以消除,须有一定的时间,而使波形中出现了毛刺。系统在已有摩擦补偿控制器的基础上再引入重复控制器,构成复合控制系统结构,重复控制器设计参数为:系统经PI校正后,GⅠ(s)=17 300(s(1+0.000 1 s)),低通滤波环节Kn=0.95,Tn=0.01 s,将参数带入式(8)中,暂不考虑校正环节C(s)时,获得它们的Bode图如图7所示。从图7中可以看出:|1+G(jω)|曲线始终位于|F(jω)|曲线的上方,满足了式(8)的条件,表明:系统采用重复控制后,无须加校正环节C(s),系统也将稳定。系统引入重复控制后,在相同的条件下,仿真波形如图7所示,输出波形无毛刺,消除了干扰,电机低速无抖动。
6 结语
系统采用了复合控制以后,基本上完全消除了扰动对转速的影响,解决了系统低速抖动的问题,使系统低速时具有很高的跟随精度,说明重复控制器的引入弥补了摩擦补偿控制器的不足,进一步的提高了系统的跟随性能,跟踪效果显著,系统具有良好的动态响应性能和静态性能,使系统具有很强的实用性和较高的性价比。
参考文献
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护理静脉输液低速 第2篇
⒉快速：严重脱水病人，如心肺功能良好，一般应以每分钟10ml左右的速度进行补救，全日总输量宜在6～8h完成，以便输液完毕后病人得以休息。血容量严重不足的休克病人，抢救开始1～2h内的输液速度每分钟应在15ml以上。因为，倘若在2h内输入2000ml液体，就可使一个休克病人迅速好转的话，若慢速输入，使2000ml液体在24h内缓缓滴入，则对休克无济于事。急性肾功能衰竭进行试探性补救时，常给10%葡萄糖溶液500ml，以每分钟15～25ml速度输入。为了扩容输入5%碳酸氢钠或低分子右旋糖酐，为了降低颅内压或急性肾功能衰竭而早期使用甘露醇时，每分钟均需以10ml左右的速度进行。快速静滴时，要注意观察病情，因为静脉输液过快，血容量骤然增加，心肺负荷过度，严重者可导致心力衰竭、肺水肿，这种情况尤其多见于原有心肺疾患的病人或年老病人。因此，在达到每分钟10ml以上的快速输液时，护理人员应确切掌握输液前的呼吸次数与脉率，如输液后，呼吸次数与脉率较前为快，且伴有频繁咳嗽者，应减慢滴速，并立即通知医生进行检查。若出现双肺底湿性罗音，说明存在肺水肿的先兆及肺瘀血现象。此时应立即根据医嘱静脉注射快速利尿剂。另外尚须注意，高渗溶液输入速度过快时，可引起短暂的低血压(可能与冠状动脉功能失调致使心排出量减少有关)，也必须予以警惕。
⒊慢速：颅脑、心肺疾患者及老年人输液均宜以缓慢的速度滴入。缓慢输液的速度一般要求每分钟在2～4ml以下，有些甚至需要在1ml以下。
⒋随时调速：根据治疗要求不同，输液时除要始终保持一种速度的情况外，还有须按实际需要随时调节滴速。如脱水病人补液时应先快后慢。输入血管活性药的速度应以既能保持血压的一定水平(80～100/60～80mmHg)又不致使血压过度升高为宜，如去甲肾上腺素滴速可维持在4～20μg/min，阿拉明维持在30～800μg/min等。为便于计算这些药物输入剂量，在配制液体浓度时，使在一定量的液体内加入药量恰好使每滴所含的药量为一个整数，这样易于调节计算，如需低浓度或高浓度，则可按倍稀释。如滴管为20gtt/ml，同500ml生理盐水配成每滴含阿拉明10μg时，需加入多少 mg阿拉明？通过计算就可以知道需加100mg(10μg×20×500 =100,000μg=100mg)。如需高浓度，将阿拉明加倍或将生理盐水减半，则成每滴含20μg；如需低浓度，将阿拉明减半或将生理盐水加倍，则成每滴含5μg。可依次类推。最后还要注意，要达到需要的输液速度，一定要开放一条可靠的静脉通路，尤其要求快速输液时，针头要粗、固定要牢。危重病人应同时开放两条通路，一条补液，一条根据病情加用各种药物静脉滴注。另外，根据循环稳定情况(血压、脉搏)、脱水情况及输入量的记录，应该每6～8h总结平衡一次，以便医生及时决定调整补液速度。在静脉输液中应用“静脉输液点滴计算法” 笔者在多年的临床工作中运用“静脉输液点滴计算法”效果良好。此方法简单、准确、快捷，口算即可。即以15gtt为1ml，运用以常数4乘、除的方法，进行快速换算，得出每分钟滴数或每小时输入量。快速完成输液操作技术并对每个患者的输液速度做到心中有数，使患者顺利完成输液计划，现将方法介绍如下：已知每小时输入量，计算每分钟滴数。（取每小时输入量除以4，即得出每分钟滴数。）反之亦然。注：如果是20滴每分的，就把4改成3计算就可以了哦！
输液时的滴数如何换算 一般是20ds=1ml，每小时输入毫升数=每分钟滴数*3 eg.500ml液体，每分钟40滴，则约需500/40*3=250min滴完。若为微量泵，以多巴胺为例，以患者体重配液较为方便: 输液速度（ug/kg*min)=xy/3z z:体重（kg）y:输液器屏幕上显示的速度（ml/h）x:多巴胺剂量（mg)令x=3z，即以3倍体重数值的多巴胺剂量配制，则输液速度（ug/kg*min)=y,也就是说输液器屏幕上显示的速度就是输液速度（ug/kg*min)。eg.体重60kg,多巴胺180mg+NS32ml泵入5ml/h,则多巴胺滴速为5ug/kg*min 正确处理小儿肺炎输液速度 防止心衰出现 小儿发生肺炎、喘息型支气管炎或心肌炎在进行治疗输液时，如果不注意输液速度会易引起肺水肿、心衰等。因此掌握速度很关键，那么如何掌握呢？ 1 不同年龄,速度不同
新生儿：3gtt/ kg*min。用‘十滴水’表示
低速控制 第3篇
现代电动伺服系统发展突飞猛进,尤其是在机械制造行业中发挥着不可替代的作用,各种机床运动部分的速度控制、运动轨迹控制、位置控制等,大量采用了电动伺服系统[1]。在伺服等高性能电机控制系统中,速度检测环节至关重要,速度检测的快速性和精确度直接决定了整个控制系统性能[2]。而测量转速的常用传感器一般是码盘,码盘的成本和其线数成正比,如何用低线数的码盘更快更准地测量出电机当前的转速一直是伺服测量的一个热点和难点。利用码盘作为测量元件计算电机速度的4种方法主要有M法、T法、M/T法以及变M/T法[3]。这几种方法都是基于码盘的脉冲计时和计数进行转速计算,各有其适应的测速范围和特点。本文首先对码盘的脉冲信号进行了仿真模拟,可以生成任意线数的编码器脉冲信号,对常规数字测速方法进行了理论分析和仿真研究,结果表明,电机处于低速情况下,上述数字测速方法难以同时满足速度的精度和动态响应,在电机处于超低速时,电机很长一段时间内检测不到编码器的脉冲信号。
为了在所有速度下(包括零速)都能获得精确的转子位置信息,一些学者提出了转子凸极追踪法[4,5]。这种方法都是基于电机的数学模型,虽然减少了码盘的成本,但是这种方法要在同步电机定子绕组注入旋转的高频信号或者是脉动的高频信号,在伺服电机系统的应用中是不适用的。同时另一些学者提出了速度观测器的模型,但是相比较于有码盘的测速精度,速度观测器得到的转速精度低得多。为此,本文中将码盘信号和电机的数学模型相结合,采取插值估算的方法对电机的转速进行实时估算可以提高系统的动态响应和转速精度,同时在每次估算的基础上对电机的转速进行修正,对改进的算法进行了仿真和实验,结果表明改进算法明显提高了系统的测量精度,加快了测速的动态响应。
2 基于码盘测速方法分析对比
M法、T法、M/T法以及变M/T法测速都是基于码盘信号的处理,而码盘的线数决定码盘的价格,在实验和工程设计过程中,根据不同的电机控制系统如果要选用码盘测量转速数据可能会选择不同的码盘,高线数码盘价格昂贵,而低线数码盘无法满足精度,所以码盘线数的选择给实物电机码盘的购买和安装带来一定麻烦,本文基于Matlab中的Simulink模块模拟了码盘的脉冲信号,码盘信号处理流程图如图1所示,从电机系统的转速信号输入到信号的离散化,这时的离散量由电机的线数决定,然后由离散的脉冲进行正负脉冲计数后数据处理输出正交的脉冲信号,方便后面基于码盘信号处理算法的实现。
仿真过程中,实际转速见图2a,生成的码盘信号见图2b,当电机转速为负方向时,码盘信号的B相脉冲领先于A相脉冲,并且相差90°,当电机转速为正方向时,码盘信号的A相脉冲领先于B相脉冲,并且相差90°,很好地实现了AB脉冲信号的正交,同时可以实时修改码盘的线数,仿真操作简单,为真实的码盘测速提供了理论指导。
M法测速分辨率与转速无关,只与码盘的线数值和检测时间有关。欲提高M法测速分辨率,就需要改用较大线数值的光电编码器或增加检测时间。M法仿真见图3a所示,仿真速度与实际速度的误差见图3b。从图3b可以看出电机转速接近零时转速误差最大,误差随着转速的升高而减小,这是由于在一段时间内测量到的脉冲信号极可能不是一个整数,这时系统的测量误差就是±1个脉冲,而在低速时测量的脉冲比高速时少,故这±1个脉冲在低速时计算出的误差更大,理论分析和仿真分析说明M法适合电机的高速测量,在电机处于低速时无法满足测速精度的要求。
T法仿真见图4a所示,其与实际速度的误差见图4b,电机转速接近零时转速误差最小,虽然误差随着转速的升高而增大,但在零速附近转速的动态响应最慢,这是由于在相邻2个脉冲信号之间的时间脉冲个数可能不是一个整数,这时系统的测量误差就是±1个时间脉冲,而在低速时测量的脉冲比高速时多,故这±1个脉冲在低速时计算出的误差更小,但是相邻2个脉冲之间需要更多的时间导致系统的动态响应更慢,理论和仿真说明T法适合电机的低速测量,但是T法过长的延时滞后是系统不能容忍的。
M/T法的测速波形见图5a,M/T法兼有M法和T法的优点,在高速和低速段均可获得较高的精度,但是M/T法的检测时间不能过长,否则容易引起系统的滞后。
变M/T法的仿真是当电机处于低速时采用T法,即测量一个脉冲的时间来计算速度,而电机处于高速时取多个脉冲来计算,其优点是不必象M/T法那样费力地测取△T。变M/T法的测速波形见图5b,无论在高速或低速,其检测性能都等于或超过M法或T法。从图5中还可以看出,电机处于低速时电机的动态响应太慢。
4种测速方法的仿真对比分析表明,对分辨率而言,T法测低速时较高,随着速度的增大,分辨率变差;M法则相反,高速时较高,随着速度的降低,分辨率变差;M/T法的测速分辨率是常数,与速度无关,因此M/T法比前面两种方法都好。从测速精度上看,也以M/T法为佳。至于检测时间,在标准的M法中,检测时间与速度无关;在T法中,因为取光电脉冲的间隔时间作为检测时间,因而,随着速度的增大而减小;M/T法检测时间相对前两种方法是较长的,但是若稍微牺牲一点分辨率,可使检测时间几乎与M法相同。通过上面的说明,可知M/T法在3种测速方法中的测速精度和测速分辨率是最好的,而变M/T法是M/T法的改进。在电机处于高速时,变M/T法的极限测速方法实际等效于M法测速,在电机处于低速时,变M/T法的极限测速方法实际等效于T法测速,故电机处于低速时最好的测速方法其实还是T法测速,但是T法测速的动态响应太慢,是高精度电机控制系统无法容忍的。
3 低速区测速方法的改进
当电机处于低速状态,那么从码盘信号检测到的脉冲信号时间间隔就会很长,而电机在这个脉冲间隔之间就不能获得有效的速度信息,从而使这段间隔成为反馈的盲区,电机便处于失控状态[6,7,8],这在低速的高性能电机控制系统是不允许的。为了解决这个问题,可以通过在相邻2个脉冲信号间隔之间,隔一定的时间插入估算的速度,同时在脉冲信号到来时对估算的速度值进行修正,以提高测速系统的性能,如图6所示。
本文以永磁同步电机(PMSM)为例,其他的电机控制系统与此类似,只是电机的数学模型不同,PMSM的机械方程如下[9,10]:
式中:为电机的位置信号;ω为电机转速;Te为电机的电磁转矩;Tl为电机的负载转矩;J为转子转动惯量;B为摩擦系数,在系统低速时可以忽略不计。
对公式进行进一步推导:
对式(2)进行离散化处理如下:
对上式进行进一步推导:
电机磁链方程如下:
电机转矩方程:
根据式(4)可以实时地插入估算的速度值,其他的变量可以实时测量得出。
这种以码盘信号和估算速度相结合的方法可以克服低速时的脉冲盲区,同时也加快了系统的动态响应,对电机的速度稳态和动态指标都有了明显的改善。
如图7a所示,假设在新的码盘信号到来时,如果前一段时间内得估计速度有一定的偏差,那么一定会反映在估计的位置信号上。
假设在很短时间内,电机的加速状态稳定,即
假设在上一次修正结果和实际值已经有一定的偏差,见图7b,则式(8)可以进一步修正如下式:
其中,k是一个参数,它来自图中上下底的和与下底的比值,故是一个介于1和2之间的参数,可在实验中进行调试,其中k与后面的乘积就是速度的修正值。
4 仿真与实验分析
4.1 仿真验证及分析
转速仿真框图见图8,从电机输出的转速信号首先进行码盘信号处理,码盘信号处理流程图见图1,然后从这个模块输出的脉冲信号输入到转速计算,转速计算模块需要检测到电流值和电压值作为参数输入来实时进行插值,本文仿真和实验中取修正参数k=1.2。
图9是电机的插值估算速度测量仿真曲线和T法的测速曲线对比,在电机处于低速时,尤其在零速附近时,T法的动态响应慢,其原因是因为在很长一段时间内检测不到码盘的脉冲,而此时插值估算法在脉冲之间对电机的转速进行了插值,提高了测速系统的动态响应,并且插入的计算值比较接近真实的速度值,对变T法在低速情况下的速度测量有一定的改进。
如图10a是插值修正测速仿真曲线,可以看出在k取1.2不变的情况下插值修正法很接近真实的曲线,几乎和实际转速重合,它可以在系统的每个周期进行插值和修正,比起插值估算测速法对转速性能的测量有了进一步的提升。从图10b的误差曲线也可以看出比没有改进的误差小得多,而且在系统的每个周期都比较小,不会存在低速时检测不到脉冲的盲区。
4.2 实验验证及分析
在基于TMS320F28335 DSP的全数字化永磁同步电机伺服控制系统上,对本文提出的测速算法进行实验研究。用于实验的永磁同步电机参数如下:额定功率=550 W,额定电流=2 066 A,最大转速=1 200 r/min,定子电阻=9.79Ω,定子q轴电感=36.36 m H,额定转矩=5.25 Nm,额定转速=1 000 r/min,极对数=4,定子d轴电感=36.36 m H,转动惯量=0.000 92kgm2。
在给定转速为30 rad/s的空载情况下,实验波形如图11所示,在电机空载实验时不能忽略摩擦因子带来的影响,转矩应取考虑摩擦因子的转矩数据。
如图12带独立修正的波形明显比T法测得的波形更加平滑,也更加接近真实值,尤其是在低速情况下,T法的动态响应较慢,所以此时的转速完全是平均速度,而插值修正可以在更短的周期内插入估算的真实值,对转速的测量已经有较好的改善。
5 结论
本文对基于码盘的4种数字测速方法进行了系统的比较和评估,其中M法适合高速测速,T法适合低速测速,M/T法和变M/T法虽然都能满足高速和低速场合,但是在超高速场合M法的精度最高,低速场合T法的精度最高,然而T法在进行超低速测速时的动态响应太慢是系统不能容忍的。结果表明上述数字测速方法,难以同时满足电机处于低速情况下速度测量的精度和动态响应。为此提出了基于T法的插值估算速度测量方法,从仿真和实验可以看出,基于T法的插值估算法对电机处于低速时的动态响应有了明显的提升,同时实时的插入瞬时值也比T法测量的平均速度在精度上有了改善。插值修正法可进一步提高转速测量的精度和动态响应。
摘要：建立了测速用码盘的Matlab仿真模型,对基于码盘测速的4种数字测速方法的精度和适应范围进行了系统的比较和评估,结果表明在电机控制系统低速运行情况下这4种数字测速方法难以同时满足测速精度和动态响应的要求。为此在T法测速的基础上提出了当电机处于低速运行情况下的插值估算速度测量方法,在插值估算法的基础上又提出了一种速度修正算法,仿真和实验结果表明插值估算法在电机处于低速时提高了系统的测速精度,加快了电机控制系统的动态响应,速度修正算法可进一步提高测速性能。
关键词：码盘,低速,测速,插值,修正算法
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三维低速NS方程的并行计算 第4篇
三维低速NS方程的并行计算
本文在求解低速NS方程的串行程序基础上,针对分布式存贮网络异构的`并行编程环境建立了隐式并行计算软件,并行计算的方法采用区域分解法.并行软件对高速列车进行了气动特性计算,并对并行效率和并行可靠性进行了研究,结果表明:并行计算结果与串行计算吻合良好,并行改造后的软件可以应用于工程实际问题.
作 者：王开春 李树民 朱国林 作者单位：中国空气动力研究与发展中心,四川,绵阳,621000刊 名：空气动力学学报 ISTIC EI PKU英文刊名：ACTA AERODYNAMICA SINICA年，卷(期)：20(z1)分类号：V211.3关键词：低速NS方程 并行计算
低速控制 第5篇
矩阵变换器因具有优良输入输出性能而被广泛研究,存在传统矩阵变换器(conventionamatrix converter,CMC)和双级矩 阵变换器(TSMC)两种拓扑结构。相对CMC,TSMC是一种比CMC更具发展潜力的新型电力变换器[1,2]。
永磁同步电机(PMSM)因具有高功率密度和高效等优点而被应用于各个领域,PMSM的精确控制依赖于转子位置信息,而速度传感器的安装不仅使电机体积和成本增加,而且限制了其使用场合[3,4],因此PMSM的无速度传感器控制策略的研究成为该领域的一个研究热点。
目前PMSM无速度传感器算法大都是利用反电势来估算转速[5,6],中高速区反电势幅值较大,速度估算算法性能优良,但低速区反电势幅值较小,TSMC脉动的直流电压使输出含有大量谐波,更加剧了低速区反电势脉动,从而导致速度估算算法失效[7,8]。脉振高频电压注入法是一种利用凸极效应为基础的速度估算算法,基本不受上述因素影响,非常适合TSMC-PMSM反电势波动较大的系统[9,10],为此本文将此算法拓展至TSMC-PMSM系统中,并通过注入高频电压信号获取转子电流响应,从而估算出转速。实验结果表明,采用该算法在实现低速速度精确估算的同时,使系统仍具有良好动静态输出性能,TSMC拓扑架构的采用确保了“绿色”输入性能。
2 高频电压注入法 TSMC-PMSM 矢量控制系统
TSMC-PMSM无速度传感器矢量控制原理如图1所示,采用励磁给定电流为零的控制策略,系统由电流、速度双闭环结构组成[6],其中速度估算是关键,利用脉振高频电压注入法观测速度。
2.1 高频电压注入法估算原理
dq坐标系下PMSM数学模型为
式中:Ld,Lq为电机dq轴电感;id,iq为电机dq轴电流分量;ud,uq为电机dq轴电压分量;ωe为电机转子电角频率;R为电机定子电阻;Ψf为永磁体产生的磁链;p为微分运算符。
脉振高频电压注入法是利用电机凸极性获得转子位置信息,一般适用于凸极电机,但对于隐极永磁同步电机(SPMSM)因磁饱和存在饱和凸极效应,即Ld< Lq,依据此效应也能估算出转速,故将该方法拓展至SPMSM以估算速度。
因高频电压频率 ,忽略式(1)中与ωe相关的反电动势和交叉耦合项,式(1)可简化为
定义无速度传感器中的角度误差:
式中:上标“^”表示估计变量,无上标表示电机实际变量。
结合式(2)、式(3)进一步可获得估计坐标系下高频电流方程为
从式(4)知,当估算误差△θ≈0°时,若沿 非零,存在大的转矩脉动 ;而沿 轴注入可 避免上述 波动 ,又因 ,忽略电阻有:
图1中的电流iq不仅包含式(5)所示的高频电流 ,还存在矢量控制所需的直流电流iq和开关频率有关的高频电流iqc。故iq通过带通滤波器可分离出高频电流 ,然后与cos(ωht)解调信号相乘和经低通滤波器滤波便可获得下式所示角度估算误差:
估算误差接近零时,sin(2△θ)≈2△θ,故:
f (△θ)经PI调节器调节估算转速,再经积分获得转子位置,如图1所示。
2.2 注入信号选取对位置估计误差的影响
根据式(7)构建脉振高频电压信号注入法的位置信号提取原理框图,如图2所示。
令 g为一个与电机电感有关的常数。则:
在稳态条件下,f (△θ)经过PI调节后为 的平均值为一定值,设为K,则有:
在稳态时,T为系统中断周期或积分步长,上式可简化为
式中:g,T为常数。
高频脉振电压注入时,在保证系统性能的要求下,对上述表达式进行分析可以得到以下结论:1)选取较小的ωh和较大的Um,有助于减小位置估计误差△θ,提高位置检测精度;2)在相同的精度△θ要求下,选取较小的ωh和较大的Um,会使得PI调节器kp和ki变小;3)在相同的精度△θ和PI参数下,高速时,需要提高注入信号的幅值Um,降低注入信号的频率ωh。
2.3 滤波器选取与设计
在脉振高频电压注入法中,信号提取精度是关键,而信号的提取通过滤波器实现,因该方法在q轴的直流电流上叠加了高频交流分量,故滤波器要求尽可能衰减直流量和开关频率信号,保留高频交流量,同时要求延迟最小。
无限冲击响应(IIR)滤波器具有以下特点:延迟小,运算次数少,同时以低的阶数获得好的频率选择特性,是一种非常适合此系统的滤波器,于是本文选用IIR滤波器作为脉振高频电压注入法的带通滤波器,其N阶的传递函数为
其差分方程的表示形式为
式中,第1项为横向的结构网络,第2项为反馈网络。
式(13)为递归形式,其结构图如图3所示。
经整理简化其直接型结构如图4所示。
设a0=1,图4与式(13)等价,根据图4获得可在Matlab中表示的函数形式为
在IIR滤波器的各种类型中,巴特沃斯型IIR滤波器幅频曲线最平坦,由通带到阻带信号衰减陡度相对平缓。故选择巴特沃斯IIR滤波器作为脉振高频电压注入法带通滤波器。
具体设计实现可借助Matlab中的FDATool(filter design & analysis tool)滤波器设计专用工具箱,以计算式(14)中的系数aj,bj(j=0,1,2,3),进而程序编程实现。
3 TSMC调制策略
TSMC拓扑结构如图5所示,由输入滤波器、电流型双向整流级和电压型逆变级3部分组成。
3.1 整流级调制策略
图6所示为输入电压扇区划分,为了获得优良输入性能,输入相电压1个周期被分成6个扇区,每个扇区中均存在一相电压绝对值最大,另外两相电压极性与此相反。
整流级空间矢量由6个有效矢量和3个零矢量(Iaa,Ibb,Icc)合成,如图7a所示。以第1扇区为例,参考电流矢量Iref由Iab和Iac合成。要想产生有效矢量Iab和Iac,直流侧正极p始终与a相连接,直流侧负极n分别与b,c相连接,b,c相调制。依据图7a可推导出整流级调制策略有效矢量占空比dα,dβ表达式为
式中:mR为整流级调制度;θin为电流参考矢量Iref与相邻矢量Iab的夹角。
为获得最大电压利用率,不考虑零矢量[1,2],开关状态仅由有效矢量Iab和Iac构成,即dab+dac=1,因此一个开关周期内占空比为
联合式(16),直流侧输出电压平均值为
式中:u1为入相电压幅值;ω1为输入相电压的角频率。
同理,由以上分析可得一个PWM周期中整流级所有区间的开关状态[1,2]如表1所示。
3.2 逆变级调制策略
TSMC逆变级采用电压空间矢量调制策略如图7b所示,依据图7可得占空比表达式为
式中:θout为输出电压矢量uref相角;mI为逆变级调制度,
4 实验研究
为对文中方案的可行性和有效性进行验证,依据图1制作了一台基于TSMC-PMSM的系统实验样机,系统参数为:输入滤波电感1.4 m H,电容30μF,电机额定电压200 V/50 Hz,电机额定功率1.8 k W,额定转速1 500 r/min,极对数5,电机定子电阻0.55Ω,电机交直轴电感7.2 m H,额定电流16.7 A,注入信号幅值/频率2.5/5 V,833/1 000 Hz,IIR滤波器通带频率500~1 100 Hz。
图8a~图8c分别为电机运行在12%nN(15 Hz)时注入不同高频电压信号下,实际角度θ、估计角度θ?和角度差波形。由波形知:随着幅值的增加角度误差变小,频率增加误差变大,这与文中理论分析吻合,综合考虑选择5 V/833 Hz电压信号作为高频注入信号。
图9a~图9d分别为24% nN,8% nN,4% nN和0.8%nN转速时,TSMC逆变级输出电流和通过DA观测到的实际角度θ、估计角度θ?和角度差波形。由波形知无论中速还是低速(1 Hz)通过脉振高频电压注入法估算的角度均与实测角度吻合,从而验证了算法在中低速场合的可行性。输出电流正弦度也相对较好,文中方法下系统具有较好传动性能。低速时注入法在输出相电流上引入了一定高频谐波,对正弦度稍有影响,这正是后续待开展工作的地方。
图10为电机从零速启动加速到8%nN(10 Hz)后又加速至16%nN(20 Hz)后减速至8%nN(10 Hz)之后恢复零速时电机实测转速、估算转速和速度差波形,由波形知速度误差为零,从而表明估算速度跟实际速度基本一致,从而验证了脉振高频电压注入法在速度调节动态过程中的有效性。由于滤波器延迟,估算速度相对实际速度动态过程中稍微有点滞后。
图11为电机运行在12%nN(15 Hz)时突加、突减1 Nm负载时的转速和电流波形。由图11知,整个过程中估算速度跟实际速度基本一致,误差基本为零。在突加和突减负载时转速会有一个瞬态跌落和上升,但都在0.5 s内恢复至给定,从而验证了脉振高频电压注入法无速度传感器算法良好的动态性能。
图12为系统输入相电压、电流波形。由于TSMC拓扑结构的采用,基于脉振高频电压注入法的TSMCPMSM系统具有优良输出传动性能的同时,更具有输入电流正弦度好、功率因数高的“绿色”网侧性能。
5 结论
全球经济将继续低速增长 第6篇
欧洲债务危机最严重的时期已经过去了。最严重的时期是2011年11月。近日, 国际货币基金组织总裁拉加德在印度谈到欧洲债务危机已离最中心点越来越远。所以, 2012年欧洲整体的经济增长是低速的, 但也是充满风险的, 可是风险的严重程度已经大大降低了, 会出现衰退, 但是衰退的幅度可能要低于预期。
债务危机已经大为缓解, 这可以从欧洲各国十年期国债收益率大幅度下降看出来。值得一提的是欧洲央行采取了“长期再融资操作”, 这个做法起到了很大的作用。欧洲银行放松了对商业银行的限制。原来有500多家商业银行可以向中央银行进行抵押贷款, 现在放松到800多家。欧洲债务危机这么严重, 主要是因为商业银行持有了大量问题国家的国债。本来觉得商业银行持有国债应该是稳定的资产、安全的资产, 结果这些国家的主权债务发生危机, 商业银行的资产一下子发生了变化。放松了抵押品, 就是拿着很多国家的债券做抵押向欧洲央行贷款, 这样就使得商业银行的压力一下子缓解了, 特别对法国、西班牙、奥地利、葡萄牙这些国家都开放了, 放宽了这些国家抵押品的质量。这个操作早就有了, 但是时间是3个月。这次放松时间为三年。这被称为欧洲版的美国的量化宽松政策, 和美国不一样的, 美国是直接到市场上购买住房抵押的债券, 同时购买国债, 而欧洲是银行之间交易。所以, 欧洲再出现大的危机或者是经济上出现深度衰退的可能性未来一年是很小的, 但是增长速度还是相当慢的。
从政治经济的层面来讲, 欧元区、欧盟是必须坚持的方向。一旦欧元出了问题那么欧洲一体化的进程就会发生很大的逆转, 这是欧洲不愿意看到的。欧洲之所以在世界上有这么一个地位, 是和欧洲的一体化进程紧密地联系在一起的。今天的债务危机从某种意义讲也是期待已久的危机。因为只能在危机中进行, 现在出现了危机, 希腊就面对着出钱的三大机构, 即欧盟委员会、欧洲央行和国际货币基金组织, 再加上私人的债务人联合施压, 你必须得接受。欧洲财政一体化的进程在大大地往前推进。当然, 欧洲债务危机的结果是使德国变得越来越强大, 德国主导欧洲的雏形形成了。原来德国是欧洲的德国, 现在是德国主导欧洲, 这对世界经济政治格局从长期来看都会有很大的影响。
当然, 短期内欧洲的债务缓解了, 但是长期来看还有很大的问题。特别是南部欧洲的劳动生产率都远不如德国、荷兰、比利时, 他们的贸易赤字一直都是很大的, 占GDP大概10%左右。这是一个长期的问题。
目前, 美国经济总体来讲要比2011年底预测的稍微乐观一点。2011年预测美国2012年的经济增长会在2%以下, 但现在看, 恐怕要超过2%。一是美国资产负债率在改变。在危机前家庭的负债是可支配收入的5.1倍, 现在已经下降到4.6倍, 可以看到家庭资产负债率在改变。二是失业率也从10%降到8.3%, 8.3%仍很高, 美国过去30年是五点几、六点几。非农业部门仍有560多万失业人口, 但比起危机最严重的时候已经下降了。三是消费增长开始缓慢地回升, 2011年的消费是2.2%, 这个势头还在保持。所以消费在稳步上升, 危机期间储蓄率上升了, 现在又下降了, 说明消费在增长, 因为美国GDP的70%是集中在消费上的, 消费的增长是带动经济增长的重要因素。四是三季度、四季度的数据投资特别是设备软件的投资增长速度非常快, 已经从负增长、零增长、单位数的增长恢复到10%以上的增长。
贸易还是赤字, 但是2012年赤字总体来看美国贸易有望对GDP的贡献成为正数。通货膨胀上看, CPI仍在3%左右。值得注意的是, 2012年1月份美联储历史上第一次公布了它的通货膨胀的目标2%。这是历史上第一次也是意味深长的。美国这次公布通胀的目标不是劳工部的CPI3%左右, 而是美国国民经济研究局公布的PCE个人消费支出。个人消费支出和CPI什么区别呢?CPI选的是一揽子商品, 每个商品都选出一个权数, 到现期再做一个比较, 看增长是多少。PCE用的是个人实际消费支出。比如食品中大米和白面, 大米和白面的权重不是给定的, 因为米价上涨而面的价格没有增长可能导致消费更多的面。所以计算出的权数是变化的, 其理论基础是产品之间有替代性, 算的是实际支出价格的变动。这样的波动要比以前CPI计算的方法波动小。
“超低速”:流动的“隐形杀手” 第7篇
根据我国道路交通安全法实施条例的规定,正常情况下,我国高速公路最高限速为120公里,而最低限速为60公里。各省市的地方性法规对“超低速”明确了具体罚则,正常情况下驾车低于规定最低时速行驶的,由公安机关交通管理部门处以200元罚款,对驾驶证记3分。
“超低速”容易引发事故
今年1月至10月,我国共发生因“超低速”引发的交通事故1万余起,共造成近3万人伤亡
十次事故九次快开快车容易出事,对此人们已有共识。可开慢车也会“躲着中枪”,听起来有点令人难以置信。公安部交管局相关负责人就介绍了一起“超低速”引发严重交通事故的典型案例。
今年8月24日23时05分,秦某驾驶重型半挂牵引车行驶在兰海高速上,正当他从第二行车道转入第一行车道时,后面行驶在第一行车道的一辆小轿车根本来不及刹车,只好往第二行车道打方向,结果撞上了秦某驾驶的半挂车,造成何某驾驶的小轿车里的5人当场死亡
后经交管部门查明,虽然事发前何某驾驶的小轿车时速为143公里,存在着超高速的违法行为,但秦某驾驶的半挂牵引车在事发时时速为44公里,低于高速公路最低限速行驶,并在低速情况下变更车道,其行为存在车速低于规定限速影响其他车辆行驶的过错行为。事故责任认定,秦某负同等责任,不但赔了钱,还因交通肇事罪被法院判处3年有期徒刑
“超低速’确实很危险!”江苏省公安厅交巡警总队高速公路管理处民警胡锐介绍,高速路上低于最低时速开慢车,很容易引发交通事故,因为后方车辆在高速行驶的情况下,突遇前方“超低速”车辆,极易导致后车驾驶员反应不及或操作不当引发交通事故。
对此,湖南省公安厅交通管理局高速公路管理支队潭邵大队交管科长邓俊飞也有同感。他解释说:一方面,司机视力在高速运动中会下降,感知能力和辨别能力会下降,尤其是在夜间等能见度较差的情况下,运动中的车辆缺少参照物,司机难以目测车距,也难以估计前车的速度。另一方面,司机的驾驶经验形成习惯性思维后,会在意识上默认前车在高速行驶,容易出现误判,从而引发追尾事故。
“超低速”大多缘于超载
今年1至10月,全国查处货车超载111万多起,同比下降46.20%
“超低速’还是一个流动的路障。”谈到“超低速”的危害,邓俊飞说,高速路上“超低速”行车,除了容易引发严重事故外,还影响高速公路的道路通行效率,会造成局部交通行驶缓慢,而在大流量的情况下更易导致交通阻塞。
在分析“超低速”的原因时,不管是交警,还是司机,都把矛头指向了大货车的超载。胡锐表示,“超低速”的车辆大多是大货车,其成因主要有三点:一是车况差,车辆技术标准低;二是超载行驶,车辆跑不动;三是极少数路段设计缺陷,有长爬坡,大货车更跑不起来
针对大货车超载问题,湖南高速交警在通过雷达测速仪等科技手段加大打击力度的同时,加大对大货车驾驶员的宣传教育。像湖南省一样,近年来全国交通管理部门加大了对大货车超载、“超低速”的宣传教育和查处力度,目前已初见成效。据公安部统计,今年1至10月,全国查处货车超载近1 12万起,比去年同期下降46.20%。
低速重载耐磨系列道岔的研制 第8篇
当前, 我国在国铁道岔上投入较大, 道岔技术快速发展。但大多数厂矿专用线道岔还处在20世纪80年代的水平, 与企业的运能出现了严重的矛盾。目前, 我国重载厂矿企业铁路专用线道岔基本特征如表1所示。
杭州钢厂既有道岔具备上述道岔影响寿命的全部因素。由于道岔是80年代设计, 道岔设计受当时的技术条件限制, 道岔整体性能低, 由于钢厂列车轴重平均达到45 t, 最大载重量达到53 t, 杭钢道岔尖轨磨耗严重, 出现严重的剥落掉块现象, 最短上道使用时间为16 d, 平均使用寿命为半年, 尤其是咽喉处的60 kg/m钢轨7号单开道岔, 尖轨剥落掉块非常严重, 在上道3个月便达到重伤, 参见图1。
杭州钢厂既有道岔线路运营特点为:低速、重载、运营频繁。道岔主要存在如下问题:曲线尖轨磨耗严重、尖轨弓背、辙后支距扣板经常断裂、养护维修量大。
2011年4月, 我公司与杭州钢铁集团公司成立联合攻关课题组, 针对杭州钢厂具体的机车车辆、线路现状, 在不改变站场布局的情况下, 研制“低速重载耐磨系列道岔”, 以解决道岔尖轨磨耗严重的问题。该系列产品经过设计方案评审, 厂内试制及试铺, 并经过厂内检测及鉴定, 2011年10月中旬钢厂在线路咽喉地段更换了“低速重载耐磨60 kg/m钢轨7号改进型单开道岔”, 于2012年3月对50 kg/m钢轨8号单开道岔及60 kg/m钢轨7号5 m间距交叉渡线进行了铺设使用。
2013年, 据现场反馈回来的信息, 系列产品使用情况良好, 钢厂持续订货。2014年10月, 公司对现场铺设的“低速重载耐磨道岔”进行回访勘察, 道岔运行3年状态良好, 尖轨磨耗得到了很大的改善。
2 道岔设计原则
1) 道岔全长尺寸不变, 其前长、后长、道岔中心均与原设计一致, 以利于道岔整体的铺设与更换。2) 根据企业具体的机车车辆轮轨关系, 进行针对性的特殊设计, 提高道岔综合性能。3) 减少曲线尖轨磨耗, 延长道岔使用寿命。4) 主要零部件具有通用性、互换性、标准化。
3 平面线型的选定原则
为实现与既有线路道岔有较好的兼容性, 设计道岔与线路既有道岔相比, 号码不变, 道岔中心、辙叉理论中心均不变, 道岔全长相同, 更换既有道岔不会引起站场平面布置的改变, 本次设计对既有道岔平面线型进行了优化, 采用目前比较成熟先进的“专线9994”平面线型, 导曲线半径从140 m增加到150 m, 改善了运行条件。在此基础上进行结构优化。
4 主要结构特征确定
1) 扣件采用弹性扣件系统, 即:分开式Ⅱ型弹条扣件系统。2) 为加强基本轨的稳定性, 减小外倾和减小轨距扩张, 在基本轨外侧设置轨撑。轨撑垫板间隔设置。3) 设置弹性缓冲垫层:即:钢轨及辙叉下设置5 mm厚橡塑垫板, 垫板下设置5 mm厚的塑料垫板。4) 转辙器前端设置迎轮内、外护轨, 保护曲线尖轨15 mm断面前侧向不受冲击, 辙叉直曲股均设置对称护轨, 护轨直曲股通用, 左右开通用。护轨均为分开式。迎轮护轨及外护轨采用UIC33槽型护轨, 其他护轨采用50 kg/m钢轨制造, 外护轨工作边高出基本轨轨顶面25 mm, 其他护轨顶面高出基本轨顶面12 mm。5) 尖轨平面线型采用专线9994平面线型, 尖轨采用5 500 mm长60AT钢轨制造, 尖轨由贴尖式改为藏尖式。尖轨跟端采用间隔铁式活接头联结。优化轮轨关系, 尖轨顶面设置1∶40轨顶坡;在跟端600 mm范围内逐渐完成加工过渡;优化起始冲击角;优化尖轨冲击断面粗壮度。6) 设置尖轨防跳装置, 防止尖轨跳动和拱腰变形。7) 尖轨转换设一个牵引点, 牵引点设计动程为152 mm。8) 设置外股超高。以平衡曲向行车离心力产生的侧向磨耗。9) 优化尖轨降低值, 在35 mm断面前, 尖轨尽量不承受竖向荷载。35 mm断面后与基本轨共同承担竖向荷载, 逐渐过渡到独立承担。10) 为防止轨距扩张, 增强道岔的轨道框架刚度, 转辙器设置2块通长垫板。11) 采用分开式支距扣板专利技术, 解决了铸造支距扣板容易断裂的问题。12) 高锰钢辙叉采用爆炸预硬化工艺处理, 提高了辙叉的耐磨性, 延长了使用寿命。13) 轨道电路设计, 钢轨绝缘均设置在侧股。14) 道岔钢轨均进行轨头顶面全长淬火。
5 设计主要参数容许值的选定
1) 尖轨、导曲线外轨超高设置计算。
已知:vs为机车车辆在曲线上行驶时, 根据调研, 平均过岔速度为9 km/h;S1'为导曲线两钢轨中心的距离, S1'=1 526 mm;R为导曲线半径, 按R=150 m计算;g为重力加速度, g=9.8 m/s2。
机车车辆在曲线上行驶时, 产生离心力, 为使外轨超高度与行车速度相适应, 保证平时运行时内外两股钢轨受力相近, 可按下式计算:
因此, 为减少侧向磨耗, 便于结构设计, 本次设计取平均过岔速度9 km/h左右时, 平衡离心力的超高设置。即:最大超高设置h=6 mm。
2) 设计运行速度计算。
根据机车车辆过岔时的动能损失的计算结果确定过岔速度。尖轨采用优化的半割线线型, 经计算在不考虑迎轮护轨冲击动能损失时, 尖轨自身的动能损失满足V=35 km/h的运行要求。考虑迎轮护轨冲击动能损失, 结合现场实际, 运行速度允许值定位为:重车10 km/h;轻车15 km/h。同时为减轻磨耗, 侧向列车运行速度应控制在15 km/h。
经计算, 速度允许值的设置, 满足未被平衡离心加速度的设计参数。导曲线半径、速度值等的设置, 满足未被平衡的离心加速度增量的设计参数。其平面线型与专线9994形同, 是成熟的平面线型。因此不再赘述。
6 尖轨、基本轨耐磨耗优化设计
1) 尖轨、基本轨类型。既有道岔尖轨为同类型普通钢轨制造, 尖轨爬坡式贴尖型尖轨, 参见图2。在50断面后逐渐高于基本轨直至跟端高于基本轨6 mm。尖轨从5 mm断面开始承受侧向冲击, 在20 mm断面开始承受大部分竖向荷载, 在50 mm断面承担全部竖向荷载, 对尖轨损伤过大, 再加上爬坡式尖轨, 与之配合的基本轨内侧无法形成有效扣压, 稳定性也得不到保证。
本次设计, 尖轨为采用耐磨U75V材质的60AT钢轨制造, 且改贴尖式为藏尖式结构。使尖轨尖端藏在基本轨工作边内, 以保护尖端不被车轮轧伤, 能够减小尖轨尖端磨耗, 并使尖轨在动荷载作用下保持良好的竖向稳定。同时, AT尖轨稳定性好, 不易出现弓背旁弯病害, 同时可实现基本轨内侧扣压, 参见图3。
2) 优化尖轨轮轨关系。尖轨顶面设置1∶40轨顶坡, 在尖轨跟端600 mm范围内逐渐完成过渡。
3) 设置外轨超高。根据前述计算, 曲股外股设置6 mm超高, 以平衡曲向行车离心力产生的磨耗。超高设置:道岔前部曲尖轨下滑床台板增厚6 mm, 在曲尖轨顶面完成超高过渡;后部在辙叉趾端前三块轨撑平垫板完成超高递减过渡, 过渡级差1.5 mm。
4) 优化曲线尖轨冲击角增加尖轨粗壮度。尖轨进行优化的目的是减少尖轨冲击段的起始冲击角, 增加尖轨冲击段的粗壮度。道岔设置迎轮护轨, 保证曲线尖轨起始冲击断面在15 mm以后。因此, 优化车轮冲击段的冲击角度对于减轻尖轨磨耗尤为重要, 经综合比选, 从曲线尖轨尖端5 mm断面做切线, 在25.64 mm断面前取直, 使得尖轨尖端冲击角减少到βc=1°08'11″, 优于原来的βc=1°23'35″, 见图4, 同时增加了冲击直线段的粗壮度, 如图5黑色部分所示。
与其他道岔对比参数见表2, 从数据对比分析, 可见改进型CZ2745尖轨冲击段粗壮度明显优于同类道岔。
5) 优化尖轨轨顶降低值。优化尖轨降低值的目的是使尖轨在35 mm断面前基本不承受竖向荷载, 35 mm断面以后与基本轨共同承受竖向荷载逐渐过渡到单独承受竖向荷载。以CZ2745为例, 见表3。
6) 直线尖轨优化设计。为延长直线尖轨使用寿命, 在尖轨起点处粗壮度增加为虚2 mm;从距尖轨尖端300 mm处做补充刨切 (抹尖) 。2 mm增加的粗壮度逐渐缩小分配于2 110 mm长度。
7) 尖轨防跳设计。为了防止尖轨上翘及运行过程中跳动, 分别为60 kg/m钢轨7号改进型单开道岔、50 kg/m钢轨8号单开道岔设计了尖轨防跳铁, 增加了尖轨的稳定性, 见图6。
8) 设置内外迎轮护轨。在尖轨尖端前设置了内迎轮护轨, 控制了列车逆向进岔方向, 保证曲线尖轨起始冲击断面在15 mm断面以后, 见图7;在曲线尖轨尖端处至基本轨外侧设置外迎轮护轨, 以保顺向逆向曲股进岔时, 曲线尖轨起始冲击断面在15 mm以后, 以此延长道岔尖轨使用寿命, 参见图7, 图8。
7 分开式承力支距扣板
支距扣板采用分开式承力支距扣板, 如图9所示, 挡块承受横向载荷, 且起到保持支距的作用, 扣板承受竖向载荷, 弹条实现弹性扣压, 增加了支距扣板的强度, 螺栓可自由安装和更换, 改善了普通支距扣板既承受横向载荷又同时承受竖向载荷且在受重载情况下, 容易断裂破损的不良情况。
8 所有60 kg/m钢轨7号单开道岔设计参数比较
所有60 kg/m钢轨7号单开道岔设计参数比较表见表4。
9 结语
时风低速电动车圆梦舒适出行 第9篇
低速电动车受益群体广泛
时风集团在山东、河南、河北、江苏、浙江等省设立了700多个电动车经销点,建立了完善的售后服务体系和电池回收体系。电动车的用户群体是公务员、医务人员、教师、产业工人及城乡居民等。时风高速、中速和低速全系列电动车,满足了不同层次的需求。收入较高者购买4~5万元/辆的中高速电动车,中等收入者购买3~4万元/辆的中速电动车,低收入者购买3万元/辆以下的中低速电动车。就高唐而言,拥有48万人口,人们越来越认可电动车,平均日销售电动车15~20辆,销售势头良好。目前,时风电动车日产销量为200~300辆,产品供不应求,销量持续增长,呈现出井喷式蓬勃发展的良好局面。2015年计划产销突破10万辆。
安全、环保、经济、舒适出行
目前,就城乡居民来说,主要使用三轮汽车、摩托车、电动自行车等作为交通工具。摩托车安全性能差,费用高,有尾气污染;电动自行车不能遮风挡雨,尤其是安全性、舒适性差;而三轮汽车油耗高,噪音大,舒适性差。低速电动车节能环保,安全可靠,比三轮汽车、摩托车、电动自行车和电动三轮车舒适,肩负着居民实现绿色交通的神圣使命。
在政府有关部门的宽容和社会各界的支持下,低速电动车产业蓬勃发展并迅速壮大。低速电动车取代三轮汽车、摩托车和电动自行车、电动三轮车的部分功能是大势所趋,是革命性的,没有人可以阻挡。正如移动互联网,把旧经济快速持续地迁移到网上,并且形成了新的经济发展模式。陈清泰主任2014年6月16日在启动“微型纯电动车有序管理和科学发展”课题项目时说,到今天为止,还找不到一个比小型电动车既节能减排、又能拉动消费的好产品。对于电动车产业,我们全力打造“上天入地”的新格局:即“向上”按照“120”标准,对接国家发改委新建纯电动车企业及产品标准的要求,在完善“双80”中速电动车的基础上,研发“双120”高速电动车;“向下”针对中国老百姓的需求,研发更接地气、需求量更大的301、302等系列低速电动车。以此实践习总书记5月24日在上海考察时强调的“要加大研发力度,认真研究市场,用好用活政策,开发适应各种需求的产品,使之成为一个强劲的增长点”的指示精神,以个性化、多样化的时风电动车,加快13亿中国老百姓实现舒适环保出行,为人人向往的“APEC蓝”、“中国蓝”贡献力量。
传统产业加快转调创的时代选择
当前,钢铁、煤炭、橡胶、石油等领域产能严重过剩,淘汰过剩产能、治理环境污染、严格限制碳排放已成为新常态。尤其是传统的产业、企业,面临着转调创的重大课题。
低速电动车是三轮汽车、低速货车和自行车等传统产品转型的战略方向。在新常态下,高耗能、高污染、高排放必须向低能耗、低碳化、清洁化转型。当前,摩托车、三轮车等传统产品的需求总量减少,相关企业必须加大转调创力度,向低碳技术、低碳产品转型,低速电动车是首要的选择。以前农民进城使用三轮车和摩托车,三轮车最小功率为8.8k W,摩托车最小功率为8 k W。三轮车、摩托车已进入了转型升级的过渡期,向低速电动车转型是最好的出路。现在,广大居民使用低速电动车,功率为1.2~2.2 k W(仅是三轮车的1/6或1/4)。低速电动车在家充电方便,百公里耗电8~10度(0.05~0.08元/km),一次充电续驶里程约120~200km,满足了居民的出行需求,售价3万元左右,被称为“人民汽车”。
低速电动车替电网“分散调峰”
我国电力资源丰富,火能、水能、核能、风能、太阳能、生物能等都以电能的方式转化(污染物由电厂集中处理后排放),每天有约9亿度的低谷电。低速电动车白天驾驶,晚上充电,其保有量的增加相当于一个无限大的储能电站。
规范低速电动车产业有序发展
低速电动车产业化发展和市场推广的大势已经形成,如果政策措施到位,很快就能形成一个百万辆甚至于千万辆级的市场,规范管理势在必行。低速电动车是新事物,因国家未实行准入管理,即使骨干企业干,也是名不正、言不顺,不敢放开干,投资风险很大,经营压力大。而小作坊粗制滥造老年代步车、燃油助力车,产品质量无保证,销售时也不出具发票,给市场秩序、财政税收和交通管理等带来了很大的隐患。只有国家对低速电动车合法化,才能使投资不落空,使企业专心致志的搞产品开发和市场推广。
政府部门引导和规范低速电动车管理责任重大。目前,低速电动车产品良莠不齐,既有具备汽车生产条件的骨干企业,也有不具备生产条件的小作坊,长此以往不利于行业发展。政府部门规范管理低速电动车合法化,引导和规范行业健康发展任务重大。2014年8月,国家工信部、发改委、公安部等有关部委对低速电动车进行了密集调研,发改委11月份就《新建纯电动乘用车生产企业投资项目和生产准入管理的暂行规定》公开征求意见(主要针对最高时速100km/h以上的电动车)。百人会把低速电动车有序发展和规范管理作为第一个子课题进行研究,并提出了切实可行的建议,对规范我国低速电动车管理意义重大。
规范低速电动车税费秩序责任重大。税费调整是规范行业健康发展的重要保证。目前,低速电动车、电动自行车等小企业管理不规范,采购原材料不需要发票,产品销售也不出具发票。
发展建议
