超高频感应加热（精选8篇）

超高频感应加热 第1篇

关键词：超高频感应加热,功率调节,占空比.

0 引言

随着电力电子技术的快速发展,对电源的性能和效率等方面要求也越来越高,特别是对于小型或超小型工件的加工和焊接,需要功率更加集中,感应加热设备要有更高的输出频率。频率的提高对加热效率的提高具有极其显著意义,但是频率提高受到器件自身开关速度和工艺技术的限制,提高感应加热的功率和频率,一直是感应加热领域研究的重点与难点[2]。

传统的全桥PWM控制电路不能胜任相对比较复杂的大功率、高频率控制电路存在的问题[1],在传统的PWM控制型开关电源电路中,开关损耗成为开关电源高频化的主要障碍之一,为了防止开关管因为共同导通而滞留的死区时间,则限制了开关电源工作频率的提高。

1 逆变电源电路及工作原理

在本实验中,采用串联谐振式全面桥逆变电源,其拓扑结构如图1所示。

为了迎合超高频的需求,采用高速场效应管,因为每个管子的电流有限制,为了提高逆变电源的输出功率,我们采用多个高速场效应管并联的形式,图1中逆变桥由四个等效高速场效应管Q1~Q4和其寄生的反并联二极管D1~D4组成四个桥臂。在直流输入电压Us相同的情况下,全桥式逆变器的输出电压为半桥式的两倍,这就表明在相同功率的情况下,全桥式逆变电流是半桥式的一半,对于大功率逆变电源具有很大的优点,可以减少并联组件。

单相全桥式逆变电路激励信号和输出电压波形如图2所示。

图2逆变激励信号及电压电流波形(参见右栏)

如图2中所示,为保证滞后臂S1、S4触发信号前沿同电流信号同相,通过改变移相角Φ的大小,从而改变了角频率,进而保证了滞后臂Q1、Q4触发信号前沿同电流信号同相,即在通过调节移相角Φ调节功率的同时改变f的大小。在Φ调节过程中,在增大输出脉冲宽度的同时,将引起输出电压相对于输出电流的相位不断减小并滞后于输出电流,这说明输出频率也在不断升高,这时Q1、Q4管各导通180°,超前臂Q2、Q3在大电流下开通,D2、D3在大电流下关断因而有反向恢复,同时应注意电路布局减小分布电感,以减小二极管反向恢复带来的电压尖峰。

因为电路中为阻感性负载,所以IO滞后于UO,波形不同,输出电压的波形为矩形波,输出电流随负载阻抗的变化而变化,负载提供无功功率,为了给交流侧向直流侧反馈无功能量提供通道,逆变桥中开关管并联反馈二极管,要改变输出的交流电压的有效值只能通过改变直流电压Us,阻感式负载时,还可以采用移相方式来调节输出电压,Q3的栅极信号比Q1落后φ(0<φ<180°),Q3、Q4的栅极信号比Q1、Q2的前移180°~φ,输出电压是正负φ的脉冲,改变φ就相当于改变了输出电压。

当逆变器开始工作时,控制电路控制开关管Q1、Q4和Q2、Q3由驱动电路激励而交替工作,将输入的直流电压逆变成为交流电压,其波形为方波,它们工作频率一定,其值为,(其中C为谐振回路电容量等效值,L为谐振回路中电感与负载反射电感的等效值)。但是在整个逆变器电路中,必须保证Q1、Q4和Q2、Q3不能同时导通,否则,在同侧导通的开关管相当于导线将电源短路,导致导通的开关管中通过大电流,从而将开关管烧毁。所以在设计控制和驱动电路时,考虑到了各个开关管驱动电路之间的互锁,同时也要考虑到开关管断开所需要的时间,当我们要改变负载电流方向时应该使四个开关管截止,并且触发一个锁定延时,从而保证原来已经导通的开关管有时间可靠性截止,然后才能启动另外两只管子[3]。

对于图1中的谐振负载电路,可以得到负载谐振阻抗:

由上式我们可以看出,串联谐振负载的等效阻抗随着逆变器工作频率f的变化而不断变化,在输出电压恒定的情况下,逆变器工作频率偏离负载谐振频率越大,则等效阻抗就越大,逆变器输出功率越小[4]。

2 控制电路中的功率调节电路

在很多控制系统中,控制电路不仅能满足控制负载的加电与断电的需求,还要能控制负载上电压的大小及功率的高低。所以我们主要通过对逆变电路中功率开关器件开通与关断的控制来改变输出电压Uo的大小,从而调节输出负载功率的大小。

我们常用的调功方法有:脉冲频率调制法(PFM)、脉冲密度调制法(PDM)和脉冲宽度调制法(PWM)等,由图1我们可以看到在直流侧采用不控整流二极管,简化了整流控制电路,提高了系统整体网侧功率因数,同时逆变侧功率调节的响应速度比采用直流侧调节要快。其中PFM比较简单,所以用得比较多,容易实现软开关,但是功率的调节范围不是很大;PDM也比较简单,但是它属于间断性加热,加热效果不是很好;PWM调节线性好,且调节的范围比较大,但是不容易实现软开关。PWM电路是通过改变脉冲的占空比来调节输出电压的,很多逆变电路都属于PWM型逆变电路,PWM电路正是依赖于逆变电路的应用才得以发展的。在超高频逆变电源中我们提出一种PWM调功的方法,其实际电路图如图3所示。

其中P1是一个三角波发生器,P2是一个电压比较器,他们的工作波形如图4所示。

由图4我们可以看出,Ut作为比较器的比较电压,当调节电压高于三角波电压时,输出信号呈高电平,反之亦然,我们可以调节图3中R5的大小,从而调节比较电压Ut的大小,进而调节了输出信号的占空比,最后达到调节输出功率的目的。

3 实验结果与分析

图5(c)为未接功率调节电路前输入到驱动电路的信号波形,驱动频率约为1MHz,驱动波形的幅值约为12V。

图5(b)和(c)为接上功率调节电路后输入到驱动电路的信号波形,我们看到(b)的占空比大约为10%,(c)的占空比为100%.

从以上波形我们可以看到,我们可以在10%~100%区间内调节占空比,进而调节输出电压的大小和效率。

4 结论

针对UHF感应加热中的功率调节问题,提出了一种简单可靠的功率调节电路,其成本较低,安全可靠,具有较高的实用价值。

参考文献

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[3]林欣.功率电子技术[M].北京:清华大学出版社,2009.

超高频感应加热 第2篇

摘 要：建立在高频感应热等离子体环境下单个溶液液滴的运动蒸发模型，采用数值计算的方法模拟了液滴在等离子体射流中的运动和传热过程，分析了不同操作参数对液滴运动蒸发过程的影响.结果表明：液滴初始入射尺寸越小，表面溶质质量分数达到饱和状态所用时间越短；初始入射速度越快，表面溶剂蒸发速度越快，溶质结晶析出时间越短；入射角较大时，液滴会被反向涡流卷吸，表面浓度达到饱和状态的时间较长.

关键词：高频感应热等离子场； 液滴蒸发； 入射参数； 数值模拟

中图分类号： TK 124 文献标志码： A

溶液注入热等离子喷涂（solution precursor plasma spray，SPPS）对传统热喷涂技术进行了改进，具有前驱体溶液化学组分的可控性和材料选用的灵活性等诸多优点[1].目前，SPPS技术中较多使用直流（DC）热等离子炬作为等离子体的发生器，但是其使用寿命受到电极腐蚀和烧损的限制[2]，而高频（rapidfrequency，RF）感应热等离子炬是通过高频电磁场的感应作用加热气体产生等离子体，具有无电极消耗、环保无污染等优势.本文通过讨论RF感应热等离子炬加热气体产生等离子体，建立了单个溶液液滴运动的蒸发模型，忽略液滴内部的温度梯度，采用数值计算的方法模拟了液滴在RF射流中的运动和传热，通过改变入口的操作参数研究液滴的运动蒸发过程.

1 物理问题及数学模型

高频感应热等离子炬中，材料的前驱体溶液液滴是通过内气携带，经过雾化喷口进入热等离子体射流场.图1为利用高频感应热等离子炬的SPPS过程[3].液滴进入热等离子体后，溶剂加热蒸发，溶质浓度升高，饱和后溶质开始结晶析出.因为液滴的入射参数改变，到达基板后的情况也各不相同，这样也会影响到涂层的质量.本文研究不同的液滴入射参数对液滴运动蒸发产生的影响，所以当液滴表面浓度达到溶液的临界饱和浓度时即可停止计算.为简化计算模型，对其进行如下假设：① 液滴内部温度均匀；② 液滴自身进行球对称蒸发；③ 对液滴表面的蒸发气相混合层应用准稳态分析；④ 不考虑液滴对热等离子体的反向作用，也不考虑多个液滴间的碰撞、影响和二次雾化作用；⑤ 仅考虑热等离子体对液滴的影响和气体阻力作用；⑥ 液滴在流场中的重力、热泳力作用、热等离子体的稀薄气体效应均予以忽略.

图2为高频感应热等离子炬简图[11]，采用三重石英同心管，工作气体为氩气（Ar），三股氩气分别以内气、中气和边气进入炬内.图2中：L1、L2分别为工作气体抵达RF场的最近位移和最远位移；L3为同心管的长度；r1、r2、r3分别为内气、中气和边气的运动区域半径；R0、RC分别为同心管的内径以及感应线圈的半径.等离子体工作气体的初始温度为300 K，三股氩气的体积流量Q1、Q2、Q3分别为2、4、29 L·min-1，激励电流频率为3 MHz，输入功率为5 kW.

1.1 液滴运动蒸发模型

从图1可看出，液滴沿轴向进入热等离子射流中，受到环境温度加热，溶剂蒸发，溶质结晶析出.通过建立液滴的运动蒸发模型确定液滴在RF感应热等离子体中表面温度和液滴半径的变化.动量和质量方程为[4]

Ut=3CDρ∞8rsρLU∞-UU∞-U（1）

Vt=-3CDρ∞8rsρLV2（2）

rst = -m·4πρLr2s

（3）

式中：U、V、rs分别为液滴的轴向速度、径向速度和瞬态半径；U∞、ρ∞分别为热等离子体的速度和密度；m·为液滴表面质量蒸发率；CD为液滴阻力系数[5]；ρL为液滴密度；t为时间.

液滴沿对称轴方向进入热等离子体内，所以等离子体的轴向速度占主要作用.在径向动量方程中较小的等离子体径向速度分量予以忽略.

根据以上方程可得出等离子体中液滴表面温度和自身尺寸变化情况.在蒸发时液滴表面是水蒸气和环境工作气体的二元混合物，在气相特征常数比液相大的前提下，求解表面质量蒸发率时可对液滴表面气相层应用准稳态分析，并假设液滴的传热传质过程处于准稳态过程.

在液滴表面的气相混合层中，因为热量和质量传递导致薄膜表面和周围环境的分子运动相同，所以，通过热量和质量扩散的液滴表面蒸发气体的质量蒸发率也相等，表达式分别为[6]

m·M=2πρgDrsShln（1+BM）（4）

m·T=2πλgCpvrsNuln（1+BT）

（5）

式中：m·M、m·T分别为通过质量和热量扩散的液滴表面蒸发气体的质量蒸发率；ρg、λg、Cpv分别为液滴表面薄膜混合物的平均密度、平均导热系数和平均比热容；D为气体扩散系数；Sh、Nu分别为舍伍德数和努塞尔数；BM、BT分别为质量传递系数和热量传递系数.

BM=mvs-mv∞1-mvs，

BT=Cpv（T-Ts）L+Qgm·T

（6）

式中：mvs为液滴表面的溶剂蒸气质量分数；mv∞为无穷远处热等离子体来流的蒸气质量分数；

L为蒸发过程中的汽化潜热；T、Ts分别为等离子体环境温度和液滴表面温度.

单个液滴蒸发时mv∞=0，mvs=PvsMv/（P∞M—），其中：Mv、M—分别为溶剂蒸气的分子质量和液滴表面混合物的平均分子量；P∞为热等离子体的环境压力；Pvs为液滴表面的饱和蒸气压力.

根据式（4）、（5）求出液滴表面质量蒸发率后，假设初始B0T值，经过迭代计算，当BT-B0T<εB时，即可求出BT.

对于无蒸发的球形液滴，液滴表面传热及扩散层的厚度表达式分别为[7]

δT0=2rsNu0-2， δM0=2rsSh0-2

（7）

式中，Nu0、Sh0分别为相应特征常数的初始值.

基于传统薄膜模型，式（7）可用于蒸发液滴的计算，而由于在液滴和热等离子体射流之间存在斯蒂芬流，会对层流边界层的厚度产生影响.因此引入薄膜修正系数FT、FM，即

F（B）=（1+B）0.7ln（1+B）B（8）

FM=F（BM）， FT=F（BT）（9）

FT=δTδT0， FM=δMδM0

（10）

通过引入薄膜修正系数，Nu和Sh的最终求解表达式如表1所示，其中：f（Re）为考虑了Re影响的修正因子，当1

式中，λ∞、Cpl分别为等离子场的导热系数和液滴自身的比热容.

利用上述公式进行计算后，可求出最终传入液滴内部的热量，进而求得液滴表面的瞬时温度，最后联立液滴的动量方程组求得液滴在RF感应热等离子体内的半径变化.

1.2 液滴表面混合层的物性计算

液滴表面混合层主要成分是液滴受热蒸发产生的溶剂蒸气和周围热等离子工作气体，其物性随着温度和组分的变化而改变.根据“1/3”法则（平均参数系数Ar=1/3）[12]可获得其定性温度T和蒸气浓度ms的表达式分别为

平均密度和平均比热容的计算表达式分别为

二元混合气体的黏度根据ChapmanEnskog动力理论可近似表示为[8]

式中：yi为各组分的摩尔分数；μi为各组分的动力黏度；φij为组分的结合因子，可根据Sutherland分子动力理论模型推算其数值解[8].

混合气体的导热率λ可根据Wassilijewa提出的混合气体热导率方程[9]表示为

式中：λi为各组分气体的导热系数；Aij为组分的

结合参数，根据Mason和Saxena的修正式，可得出Aij=φij.

在传热过程中水蒸气扩散在热等离子体中，

水蒸气扩散系数采用Fuller等提出的经验公式求解[8]，即

式中：MAB为折合相对分子质量；P为压力；∑γ为分子的扩散体积，可通过原子的扩散体积（无量纲）相加进行求解，相关原子和简单分子扩散体积如表2所示.

式中，MA、MB分别为组分A、B的相对分子质量.

2 计算结果及分析

2.1 计算参数选取

本文所用的模拟对象是ZrO（CH3COO）2溶液液滴，液滴达到临界过饱和浓度后，溶质分解，在液滴表面形成ZrO2并结晶析出.溶液的物性参数计算参考文献[10].

液滴的入射参数选取参考相关的实验统计数据[11]，液滴由喷嘴喷出的尺寸范围为1～100 μm，入射速度范围为5～60 m·s-1，喷嘴出口处的液滴平均尺寸约为40 μm，平均速度为10 m·s-1.

2.2 液滴初始入射尺寸对其蒸发过程的影响

本小节主要考察的影响因素是液滴的初始入射尺寸.液滴的初始温度为300 K，轴向入射速度为10 m·s-1，所选择的液滴入射尺寸分别为10、20、30、40、50、60、80、100 μm，比较这些尺寸的液滴进入热等离子体后液滴的半径R变化.

图3、4分别表示中等尺寸（30～60 μm）的液滴和其它较小或较大尺寸的液滴半径变化，图中R、R0分别表示等离子场中液滴自身尺寸和液滴的初始入射尺寸.由图中可以看出：中等尺寸的液滴随着尺寸的增大，半径的变化并不明显，而自身蒸发所需时间却逐渐增加；尺寸较大的液滴初始轴向动量较小，在等离子体低温区停留时间较长，表面溶质析出所需时间也较长，所以半径变化较小；相反，尺寸较小的液滴可以迅速吸收环境热量，受热比较充分，液滴表面溶质达到饱和浓度所需的时间较短，半径变化也较大.

2.3 液滴初始入射速度对其蒸发过程的影响

本小节模拟了不同的初始入射速度下液滴的运动蒸发情况.雾化液滴的入口位于热等离子体射流的中心点；液滴初始温度为300 K；所考察的液滴尺寸为40 μm；液滴的初始入射速度分别为5、10、15、20、25、30、40 m·s-1.

为了分析初始入射速度对液滴在RF感应热等离子体中运动蒸发的作用，将模拟结果分成高速和低速.图5、6分别为较低速液滴、较高速液滴的半径变化.从图中可以看出，由于环境热量等因素，液滴在RF感应热等离子体中运动吸热，溶剂蒸发，液滴尺寸也会随之改变.在液滴进入热等离子场的初始阶段，液滴经历的环境温度较低，表面溶剂蒸发速率也较低，所以半径变化率较小；当液滴进入较高温度的环境时，表面溶剂蒸发速率加快，液滴的尺寸迅速减小，当表面有溶质析出时停止计算.液滴的初始入射速度越大，液滴抵达热等离子体高温核心区域能力越强，表面的溶剂蒸发速率也加快，半径的变化也越小，最终溶质结晶析出所需要的时间越短.

2.4 液滴初始入射角对其蒸发过程的影响

在高频感应热等离子射流场中，液滴雾化入口会因为热等离子体的工作气体入射速度的不同而产生若干大小不等的反向涡流，部分雾化液滴会以一定入射角进入热等离子体[11].图7为液滴入射角示意图.为了研究雾化液滴的入射角对其蒸发运动过程的影响，定义入口轴线与r轴的夹角θ为液滴的入射角，定义正方向为绕r轴的逆时针方向.由于在RF感应热等离子体射流场中温度和速度呈轴对称分布，所以夹角θ主要在0°～90°之间.

模拟的液滴入射参数为：液滴半径为40 μm；入射速度为10 m·s-1；液滴的初始入射角θ分别取为0°、5°、10°、15°、20°、25°；液滴初始温度为300 K.

图8为液滴在高频热等离子场中不同入射角下的运动轨迹，其中：Y为轴向距离；X为径向距离.入射角较小的液滴能够较早地进入RF感应热等离子区域.以入射角θ=5°的液滴为例，其运动轨迹的轴向距离较入射角θ=0°明显缩短；入射角较大的液滴，因为雾化喷口附近存在反向涡流，运动轨迹轴向距离的变化并不明显，而径向距离则明显增加，而且液滴的整个轨迹呈现弯曲的现象；入射角适中的液滴，其运动轨迹的轴向距离随着入射角的增加而逐渐缩短，径向距离则因为入射角的增加而逐渐拉长.

图9为不同入射角液滴的半径变化.由于液滴在穿过热等离子体中运动时，表面受热，溶剂蒸发，自身半径也会随之改变.液滴进入等离子环境的初期所经历的环境温度较低，表面溶剂蒸发率也较低，半径的变化并不明显.当液滴深入到较高

温度的热等离子环境时，液滴表面温度升高，溶剂受热蒸发速率加快，液滴半径也迅速变小，直到表面有溶质析出为止.对于入射角较大的液滴，其在运动过程的前期因为加热充分，液滴自身半径变化也较小；而在后期液滴穿出热等离子区域后不能得到有效的加热，液滴的溶质析出时间也会延长.

3 结 论

（1） 在高频感应热等离子喷涂过程中，液滴的入射尺寸越小，表面溶质质量分数达到饱和的时间也越短；入射尺寸较小的液滴进入热等离子体后受热蒸发速率加快，尺寸变化也越大.

（2） 液滴的初始入射速度越大，液滴可以到达热等离子体高温核心区域的能力越强，表面的溶剂蒸发速率也加快，半径变化也越小.

（3） 入射角适中或较小（θ<20°）的液滴所经历的环境温度随着角度增大而增大，而且入射角越大，液滴表面溶剂蒸发速度也会越快，溶质析出所需时间越短；液滴因为受热不充分，液滴表面需要较长的时间才能达到饱和状态.

参考文献：

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高频感应加热电源分析 第3篇

高频感应加热电源技术目前对金属材料加热效率最高、速度最快,且低耗环保。它已经广泛应用于各行各业对金属材料的热加工、热处理、热装配及焊接、熔炼等工艺中。它不但可以对工件整体加热,还能对工件局部的针对性加热;可实现工件的深层透热,也可只对其表面、表层集中加热;不但可对金属材料直接加热[1],也可对非金属材料进行间接式加热等方面。所以,可以说感应加热技术必将在各行各业中应用越来越广泛,因此了解高频感应加热电源的拓扑结构,探析高频感应加热电源的功率控制以及控制系统设计等问题以提升高频感应加热电源技术就有着重要的现实意义。

1 高频感应加热电源的拓扑结构

高频感应加热电源随着电力电子技术以及器件的不断发展逐步完善,其基本上已经形成了一定的固定拓扑模式,即交流-直流-交流的整个变换过程,在这一过程中其通过输出一定的频率的电压电流,以达到加热工件的目的从整流电路、滤波电路以及逆变电路三个层面来分析高频感应加热电源的拓扑结构[2],具体有以下两点:

1.1 感应加热电源整流电路和滤波电路

一般而言整流电路是将交流的电信号转变为直流电的信号,其具体可以分为不可控的整流电路、半可控整流电路以及全控的整流电路三类,基于整流电路在输出信号的过程中因为逆变电路的输入,因此在预设整流电路的过程中需要满足选择合适的滤波电路、具有必要的保护电路和根据负载的变化三个要求。另一方面,对于高频感应加热电源平滑滤波电路,在这一选择过程中需要保持逆变器工作状态的稳定,所以需要对粗糙的直流电信号进行加工处理,而对于平滑滤波器其工作原理是可以阻挡交流信号,却可以允许直流信号的通过,这一过程中就会大大的减少信号中所包含的交流成分,最终达到减少脉动的目的[3]。

1.2 逆变电路

逆变器作为感应加热电源的核心的组成部分,其最主要的组成部件就是逆变桥和谐振回路这两个部分,在传统意义上逆变器分为两类即电压型逆变桥和电流型逆变桥,作为感应加热电源的主体电路之一,对于电源功率的调节是其最重要的功能,所以要加强对感应加热电源的研究最主要的研究方面还是要放在对于逆变器功能的不断提升上面,而且因为并联谐振逆变器和串联谐振逆变器都有着不同适用的场合,所以在选择电源系统的过程中需要根据所要侧重的因素进行必要的选择。

2 高频感应加热电源的功率控制

高频感应加热电源的功率控制所包含的内容和层面很多,本文主要从功率调节的方式以及逆变器控制的原理及其分析两个方面的来论述,具体有以下两点:

2.1 高频感应加热电源功率调节的方式

通常在串联谐振式高频感应加热电源的功率调节方面可以分为直流侧功率调节以及交流侧功率调节,这两种功率调节都是通过调节逆变器的输入端来进行工作的,其主要要的调节方式有直流侧功率调节,这种调节方式可以使整机的效率以及可靠性提高,降低开关变化的损耗。但是其对于开关器件的选择有着较高的要求;其次,逆变侧功率调节,这种调节方式会随着温度的变化发生变化,继而影响工件的加工,并且随着移相角逐渐增加使得逆变器输出功率值变小[4]。

2.2 逆变器控制原理及其分析

在各类控制过程中,常规的PID控制器技术逐渐的成熟并被广泛的应用,但是我们须知在一些参数变化复杂的时候,这就会对精确的模型难以确定,所以常规的PID参数整定是比较困难的,所以在对于逆变器控制的过程中需要增加控制构成结构的简单化、环境适应增强化、并且需要具备更加好的鲁棒性。基于这些需求,因为每一种算法都不会是完美的,必定有着很大的失误和缺陷,加上增量式的PID在控制算法的过程中自身也是有着很大缺陷的,就像是静态的误差进而积分阶段的效应等,所以需要在选择控制算法时根据实际的控制对象合理科学的选择计算方法[5]。

3 高频感应加热电源控制系统设计

基于上述高频感应加热电源的拓扑结构以及高频感应加热电源的功率控制的分析,下面是笔者结合自身的工作实践提出的关于高频感应加热电源控制系统设计的一些意见,主要从控制系统硬件设计和软件设计两个方面来论述:

3.1 控制系统硬件设计

在进行高频感应加热电源控制系统硬件设计过程中需要基于整流器以及逆变器两个方面,选择适合的电路的类型,以设计合适的硬件电路,在选择器件参数的过程中需要对整流电路以及逆变电路的控制方式进行系统的分析[6],并且将这些电路有机的整合起来,在设计驱动保护电路时需要做到工作的有序,并且可以使电路精简,成本节约,并且为电路的有效运行提供必要的保障[7]。

3.2 控制系统软件设计

在整个电源控制系统的程序中主要包括主程序、逆变器驱动脉冲生成程序等,这些程序就是构成控制系统的软件部分,在这些软件的启动过程中,需要主电路通电,整流器率先启动工作,并且可以输出稳定的直流电压[8],而在激起逆变器的过程中需要保证流过负载的电流足够大,同时需要电压电流的闭环控来稳点逆变器的输出量,以最终实现电源功率调节的目的。

4 结束语

综上所述,高频感应加热电源在工业生产的过程中有着不可忽视的作用,加强对其研究,提高其技术水平有着很大作用。本文从感应加热电源整流电路和滤波电路和逆变电路两个方面详细讨论了高频感应加热电源的拓扑结构的问题,在结和高频感应加热电源的功率控制阐述了对于高频感应加热电源控制系统设计需要注意和确定的方面,以期促进高频感应加热电源技术的发展。

参考文献

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[7]徐良芝.基于CD4046锁相环200KHZ的高频感应加热电源频率跟踪的研究[J].电子世界,2011(09).

超高频感应加热 第4篇

20世纪90年代,人们将应用广泛的PID控制器与智能控制技术相结合,开发了新型的智能控制器,控制效果甚为理想,模糊神经网络PID即为其中之一［2］。它不需要掌握受控对象的精确数学模型,在充分利用模糊神经网络控制的灵活性及适应性强等特点的同时又保留了传统PID控制器的优点。笔者通过模糊RBF神经网络对PID参数进行在线自整定,得到一组最佳的PID参数, 从而获得精确的控制效果。

1高频感应加热电源的整体设计*

1. 1系统结构

高频感应加热电源的整体结构如图1所示。 380V三相交流电压经不可控整流电路和电容滤波电路变成平滑的直流电压,逆变器部分采用MOSFET单相全桥逆变器,负载电路采用LLC谐振电路,其中电感Lr和电阻R代表负载线圈,电感Ls和电容C是加入的匹配电感和谐振电容。

控制电路主要由功率控制电路和锁相环频率跟踪电路组成。高频感应加热电源为了能够实现逆变电流与电压的同步,提高工作效率和可靠谐振,同时实现开关器件的软开关,必须要实现频率跟踪。而功率控制过程是由检测电路检测出输出负载的电压和电流,将其转换为功率反馈值,并与给定的参考功率比较后得出其误差和误差变化率输入到模糊神经网络控制器,其输出控制移相PWM电路生成触发脉冲,驱动功率开关器件,以控制开关管的导通与关断,实现高频感应加热电源的功率控制和频率跟踪,达到精确控制的目的。

1. 2 PWM移相调功控制的实现

脉冲宽度调制是通过控制逆变器开关管的开通时间,改变其输出方波的占空比从而改变输出功率的方法。在方波逆变中,一般是逆变器的上/ 下管子互补导通,对管同时导通和关断,因而输出为占空比50%的方波。笔者可以在PWM控制中控制逆变输出电压的脉冲占空比,从而改变其有效值。实际中为了使桥臂开关工作在软开关状态的同时实现负载频率跟踪,通常采用移相角和开关器件频率同时调整的方法,即通过调整开关频率,令锁相环锁定输出电路的电流为零时给出定相桥臂的驱动信号,让定相桥臂开关管工作在零开通/零关断状态下［3］。同时调节逆变器移相桥臂的驱动信号与定相桥臂的驱动信号之间的相位角来改变输出电压的脉宽,调节基波电压的幅值, 实现输出电压调节,即最终实现功率调节。

2高频感应加热电源系统的模糊RBF网络PID控制

随着神经网络等现代控制理论的研究与应用,出现了许多智能PID控制算法,基于BP神经网络的PID控制算法就是其中的一个典型,但是BP神经网络在训练过程中需要对网络的所有权值和阈值进行修正,是一种全局逼近的神经网络。 且这种网络学习速度很慢,往往限制了实时性较高的控制。因此笔者选择了在逼近能力、分类能力及学习速度等方面均优于BP网络的RBF网络。RBF径向基神经网络是一种局部逼近网络, 对于每个训练样本只需要对少量的权值和阈值进行修正,其训练速度比BP网络的快,能在一定程度上改善BP网络的不足。模糊RBF神经网络同时结合了模糊控制推理能力强和神经网络学习能力强的特点,通过该方法对PID控制器的3个参数进行在线修正,并通过RBF神经网络的自学习能力,不断优化其参数,整合出一组适合高频感应加热电源系统的PID参数,满足高频感应加热电源的动、静态性能要求。

模糊RBF神经网络PID控制器以功率偏差e和偏差变化率ec作为输入,PID参数自整定就是找出PID的3个参数与e、ec之间的关系,在程序运行中通过不断检测e、ec,再根据模糊神经网络控制原理对3个参数进行在线修改,以满足不同的e、ec对控制参数的要求,从而使被控对象具有良好的动、静态性能。其自校正工作流程如图2所示。

3基于模糊RBF的高频感应加热系统

3. 1模糊RBF神经网络结构

模糊RBF神经网络是由神经网络结构实现模糊控制的算法［4］,其实质就是用RBF神经网络的映射表示模糊规则,所以模糊RBF神经网络节点的选取和单纯的神经网络节点的选取不一样, 它不需要通过训练比较得到,而是固定的。高频感应加热电源控制系统的模糊RBF神经结构如图3所示。

在高频感应加热电源控制系统结构中,模糊RBF神经网络的输入层节点数为2,分别为功率误差e和误差变化率ec,即输入为X =[x1,x2]T; 模糊化层是将输入的两个量进行模糊化,该系统中将它们分别离散化成[-1,1]之间的3个模糊集合,即N、Z、P,则模糊化层的节点数为6,各个模糊语言变量的隶属函数采用高斯函数:

其中,Fijk( xi) 表示两个输入变量模糊化后的隶属函数; cij、bj分别是各个模糊集合隶属函数的均差和标准差,又称为基函数的中心向量和宽度。 模糊推理层是模糊子集对应的模糊规则组合,每一个节点对应一条模糊规则,该层的节点数为9, 各个节点之间实现模糊运算,即通过各个模糊节点的组合得到相应的点火强度,每个节点j的输出为该节点所有输入信号的乘积,即:

归一化层可以统一度量每个规则的适应度,并对规则适应度进行归一化处理。该层的节点数与模糊推理层节点数一致,每个节点的输出为:

输出层采用重心法去模糊化,即:

其中,wtj是此层的连接权值,输出节点数为3,即PID控制器的3个参数。所以可以确定基于高频感应加热电源控制系统的模糊RBF神经网络的结构为2-6-9-9-3。

3. 2模糊RBF网络对PID参数的整定

高频感应加热电源的负载是一个时变性、非线性系统,若想达到理想的控制效果,就需要在线实时调整PID的3个参数。该模糊RBF神经网络的前四层连接权值均为1,因此只需要对输出层的连接权值、隶属度函数的中心值和宽度进行在线调整即可,最终得到高频感应加热电源控制系统的最佳PID参数。模糊RBF网络逼近对象工作原理如图4所示。

经典PID的增量式数字控制算式为:

式中Td———微分时间常数;

Ti———积分时间常数;

Ts———采用周期。

则模糊RBF网络PID控制器的输出为:

采用梯度下降法来修正可调参数,定义目标函数为:

其中,e(k)=y(k)-ym(k)为网络逼近误差,ym(k)和y(k)分别表示网络输出和实际输出。

输出层的权值通过如下方式来调整:

若考虑动量因子,则输出层的权值学习算法为:

式中k———迭代步骤;

α———动量因子,α∈[0,1];

η———学习速率,η∈[0,1]。

另外,隶属函数参数调整为:

隶属函数参数学习算法为:

其实,构造和训练一个模糊RBF神经网络就是让它通过学习,确定出模糊化层和模糊推理层中各个神经元基函数的中心向量cij、宽度bj和归一化层到输出层的连接权值向量wj,从而建立成系统输入到输出的映射。

3. 3模糊RBF神经网络参数的初始化

RBF神经网络在理论上已经被证明在前向网络中是完成输入到输出映射功能的最佳网络,具有唯一最佳逼近的特性,且无局部极小值问题。 但由于神经网络不适用规则和知识的表达,因此在神经网络的训练过程中,不能将已有的经验知识应用到网络中,只能将初始值取为随机数或零, 这样会增加网络训练时间,更甚者会陷入非要求的局部极值; 另外RBF神经网络的非线性就体现在隐层神经元的激活函数上,也就是笔者采用的基函数,而基函数的中心决定了基函数的特性,而从训练样本中任意构造出来的模糊RBF神经网络的性能显然不能满足要求。综合以上各种原因,笔者引用基于K-means的层次聚类方法对训练样本进行单一种类的聚类,根据聚类结果确定模糊RBF神经网络中隐含层神经元各节点中心值和宽度的初始值,还可以由此确定归一化层到输出层的连接权值的初始值。

笔者利用MATLAB中的神经网络工具箱中的newrb( ) 函数来设计径向基函数网络,用sim( ) 函数实现神经网络的仿真; 用K-means对模糊RBF神经网络的中心、宽度和连接权值进行初始化,再利用梯度训练法对模糊RBF神经网络进行训练,最终得到一个2-6-9-9-3结构的模糊RBF神经网络［5］,当模糊RBF神经网络完成训练后,就可以应用到高频感应加热电源控制系统之中了。

4系统仿真

笔者在MATLAB/Simulink仿真环境下建立高频感应加热电源系统仿真模型。380V三相交流电压输入到三相不可控整流电路中,经电容滤波电路,得到500V直流电压输入给由MOSFET构成的单相全桥逆变电路,额定功率为150kW, 将负载LLC谐振回路等效为LRC串联谐振电路后［6］,Req= 1. 5Ω、Ceq= 0. 09μF、Leq= 0. 6μH,品质因数为3,电源工作频率200kHz。输出功率Pmax和0. 7Pmax时的逆变器输出电压和电流波形如图5所示。可以看出,当高频感应加热电源工作在额定功率时,逆变器的输出是幅值为500V的电压方波和近似正弦波的电流波形,且处于临近谐振的略感性状态; 当输出功率为0. 7Pmax时,逆变器的输出电流仍为正弦波,电压的幅值仍为500V,但有效值却减小了,这样最终的功率就会减小,而频率没有变化且仍处于临近谐振状态。由此可知,通过功率调节控制环节可以很好地实现高频感应加热电源的功率调节。

高频感应加热电源负载参数会随着加热温度的变化而变化,要想满足现代工艺对加热工件的要求,需要对PID的控制参数进行相应调整。在额定功率时,模糊RBF神经网络控制的高频感应加热电源的额定功率响应曲线如图6所示。

从图6可以看出,模糊RBF控制的高频感应加热电源能在0. 4s内达到最大给定输出功率,且在有扰动的情况下,可以快速恢复。传统PID控制算法在高频感应加热电源功率为22kW时的响应曲线如图7所示。

模糊RBF神经网络控制算法在给定功率为22kW时的响应曲线如图8所示。在3. 4s时对两个控制系统加入扰动信号。

从图7能够看出,加热系统在0.4s时达到最大功率值,在1.2s时稳定到给定功率,加热系统的调节时间为1.2s,但有明显的超调量;图8为同样条件下,基于模糊RBF神经网络控制下的高频感应加热电源的PID响应曲线,可以明显看到,高频感应加热电源可以快速达到给定功率,且没有超调量。对比图7、8可以看到,高频感应加热电源在受到同样干扰时,两个控制系统的恢复时间明显不同,且模糊RBF神经网络较多,这就是模糊RBF神经网络的在线调整PID参数功能所起的作用。基于模糊RBF神经网络控制的高频感应加热电源具有明显优势,即系统的调节时间短且超调量小,符合现代高频感应加热电源对工件表面淬火的加工要求。

5结束语

笔者通过对高频感应加热电源系统的仿真, 得到逆变器的输出波形,通过仿真波形可以看出: 全桥移相脉冲宽度调制PWM技术可以很好地实现对输出功率的调节; 而通过与传统PID控制的高频感应加热电源的功率响应曲线相比,模糊RBF神经网络控制的高频感应加热电源可以更好地抑制超调,同时调功速度快、稳态精度高,具有很好的鲁棒性和适应性。

摘要：由于高频感应加热电源负载阻抗是一个多变量、复杂且非线性的控制对象,无法建立精确的数学模型。因此将基于模糊RBF神经网络的PID控制器应用到高频感应加热电源的控制中,它结合了传统PID、神经网络和模糊控制的优点,同时克服了传统PID控制器的不足,实现参数的自动实时调节。并通过仿真验证了该控制方法具有较好的鲁棒性和适应性。

超高频感应加热 第5篇

1 高频感应钎焊原理

高频感应钎焊是基于感应加热的原理发展而来, 感应加热的原理:当感应线圈上通以交变的电流i时, 线圈内部会产生相同频率的交变磁通φ, 交变磁通φ则会在弓箭内闭合的回路中产生感应电流, 由于焦耳效应的存在而加热工件。感应电流的大小由下式确定。

式中:B为最大磁感应强度 (T) ;

S为零件受磁场作用的断面积 (cm2) ;

f为交流电的频率 (Hz) ;

W为线圈 (感应圈) 的匝数;

Z为焊件的全部阻抗 (Ω) 。

由上式可知, 导体内的感应电流强度与交流电的频率或者说交变磁场的变化频率成正比。随着所用交流电频率的提高, 感应电流增大, 焊件的加热速度变快。因此, 感应加热大多使用高频率交流电。

2 高频感应钎焊的优点

与传统的接触式加热相比, 感应加热具有以下很多优点:加热温度高, 属于非接触式加热;加热速度快, 被加热工件表面氧化少;温度容易控制, 产品质量稳定;加热效率高, 节能;容易实现自动化, 节省劳动力;可以局部加热, 可实现小范围加热, 产品质量好;工作环境好, 几乎没有粉尘、噪声等污染;工件容易加热均匀, 产品质量好;能加热形状复杂的工件[2,3]。

3 高频感应钎焊在钢轨焊接中应用分析

无缝钢轨对焊接的要求比较高, 要求焊接既要满足焊接工艺的要求, 又要满足钢轨复杂的使用要求。高频感应钎焊运用感应加热的原理, 加热两钢轨之间的钎料, 使钢轨达到焊接的目的, 如图1所示, 高频感应钎焊的温度可以通过调节焊接电流的大小来确定, 且容易控制。相对于闪光焊, 高频感应钎焊所得接头强度高, 可以满足钢轨的正常使用;相对于气焊, 高频感应钎焊的加热速度快, 热影响区小, 不影响焊接接头的质量, 同时可以满足线上焊接的要求;相对于铝热焊, 高频感应钎焊操作方便, 焊接环境好, 没有粉尘及噪声污染, 同时能得到性能优良的焊接接头。

高频感应钎焊技术和设备正在朝着大功率化、高频化、小型化、紧凑化、整装化、计算机化和在线自动化、节能化等方向发展。同时, 还能适应我国铁路建设的需求。

4 结语

对比分析传统钢轨焊接方法的特点及存在的问题, 重点分析高频感应钎焊的原理及优点, 提出了高频感应钎焊在钢轨焊接中应用的可行性。

参考文献

[1]刘东.高速铁路无缝线路钢轨焊接技术研究[J].中国高新技术企业, 2011 (12) :22-23

[2]何鹏, 贾进国, 余泽兴, 等.高频感应钎焊的研究分析[J].机电工程技术, 2003, 32 (1) :23-25.

超高频感应加热 第6篇

在大功率短波发射机多年维护中, 出现最多的故障就是射频打火或射频感应引起的过热, 这些故障易引起发射机停播或者烧坏发射机上的元件。只有了解射频感应的产生机理, 才能对发射机出现的各种射频故障进行相应的处理。本文详细分析了高频感应原理, 对发射机维护中出现的射频感应打火放电原理进行了探讨, 并针对出现的问题提出了相应的处理措施。

1 电基本阵子的辐射场

电基本阵子是载有高频电流的一段电流元, 其长度l远小于波长λ。由于长度比波长小得多, 所以线上的电流振幅和相位均可看成是不变的。电基本阵子是线状天线的基本单元, 知道电基本阵子空间产生的辐射场, 就可用无数个电基本阵子的辐射场的叠加来计算线状天线的辐射场。

把电基本阵子延Z轴放在球坐标系统的原点, 且使其中心点与坐标原点重合, 如图1所示。

设电基本振子的电流为Ie-jωt, P点的球坐标是 (r, θ, φ) , 根据电磁场理论, 对于线电流来说, 则利用矢量磁位A求得空间P点的场强。

式中, E为电场强度 (V/m) ;H为磁场强度 (A/m) ;下标r, θ, φ为球坐标中场强的相应分量, 各分量均为复振幅, 式中省略了时间因子e-jωt;ε为媒质的介电常数, 在自由空间中, ;k为相移常数, 其中λ为自由空间的波长。

由式 (1) 可知, 电基本振子的电场有沿r和θ方向的2个分量, 而磁场只有φ方向的分量, 且电场矢量和磁场矢量是互相垂直的。图1中用电力线和磁力线来形象地描述电场和磁场, 则电力线在球坐标面的经线上, 而磁力线与纬线重合。在Er、Eθ与Hφ的分量中都含有r-1、r-2与r-33项或者其中2项。根据观察点P距离电基本振子的远近, 可分为3个区域:近区 (r垲λ) 、中间区和远区 (r垌λ) 。

经常出现的射频故障现象, 不论是中波发射机的槽路箱柜门、合成铜棒屏蔽罩、调配室电容支架和电感短路铜带, 还是短波机的射频机箱打火和门把手过热, 其对于射频源来说都是近场感应, 即相对于中波与短波的波长, 射频源到分析点的距离r较小, 可认为r垲λ, 于是由式 (1) 可得:

由式 (2) 可知电场和磁场的相位相差90°, 电磁能量只在场和场源之间来回交换, 而不向外辐射能量, 所以近区场也成为感应场。存在于交变电磁场中的导体, 既有电压感应出来的电场又有磁场感应出来的涡流电场。对于大功率发射机来说, 电压是远远大于电流的, 因此在分析时, 一般只考虑电压感应出来的电场, 而对电磁感应产生的涡流电场不加以分析。根据 (2) 式可以得到距离电基本振子源r处电场强度的幅值:

式中, m为一常数。

由此可见, 感应电场场强的大小不仅与电基本振子元的电流大小有关, 还与其频率有关。

2 原因分析

2.1 接地螺丝接触不良引起的过热变色分析

当射频屏蔽接地螺丝接触不良或接触不牢固时, 其接触电阻就会明显增加。根据功率公式:

式中, U为感应的电压, 在发射机功率不变的情况下, 其值是定值;R为接地电阻, 其值为一固定值, 且其电阻值一般都在10Ω以内;r为接地螺丝的接触电阻。

由式 (4) 可知, 当R=r时, 接地螺丝上损耗的功率最大;当r越小时, 即接地螺丝接触越牢固时, 其接触电阻会越小, 其上损耗的功率就越小;当接地螺丝接触不良时接触电阻r会变大, 其值就会越接近于接地电阻R, 此时接地螺丝上由于接触不良会有较大功率损耗, 从而导致接地螺丝过热变色甚至烧坏。

2.2 射频打火故障分析

射频打火是由于电位高低的不同而引起的, 现以机柜门射频打火为例进行分析, 如图2所示。

当机柜门没有关好或机柜门与地接触不良时, 在机柜门与屏蔽地之间会有缝隙出现, 电磁感应会在机柜门上感应出一电压, 例如机柜门边缘的P点, 当P点感应电压大于P点与地之间的放电电压时, 此时就会出现P点打火放电现象。

在中波机房调配室内, 电感短路铜带打火是因传导电流产生的电压差而引起, 如图3所示。

在播音过程中, 电感的短路铜带A、B折叠处经常发生射频打火现象, 从而使发射机出现射频保护。在短路铜带A、B两点之间, 由于铜带是导体, 所以会存在一定的电阻, 当电流I流经A、B两点时, 会在A、B两点产生电压差, 当电压差大于A、B两点间的击穿电压时就会在A、B两点间产生打火放电现象。或者由于A、B两点间短路铜带内聚集的灰尘过多 (灰尘的电导率大于空气的电导率) , 也会引起A、B两点间打火放电现象。

2.3 短波机中, 由于播音频率高低不同引起的打火分析

在短波发射机播音过程中, 曾出现过在低频时播音正常而高频时射频打火无法正常播音的现象。由式 (3) 可以看出, 在播音功率一定的情况下, 感应场强幅值的大小与频率的大小成正比例关系, 即播音频率越高, 其感应的电场的场强越大, 相应地感应电压也越高。由于发射机的射频机柜门与屏蔽地接触不良, 在低频率时感应的电压小于机柜门与屏蔽地的击穿电压, 因此不会引起射频打火。在高频播音时, 由于频率高, 其感应的电压也会明显增大, 此时感应电压大于机柜门与屏蔽地之间的放电电压, 便会出现机柜门打火放电的现象。

3 结语

以上对中短波发射机在播音过程中经常出现的接地接触不良故障现象进行了分析, 在发射机维护中应注意以下几个方面:清洁发射机内部的卫生, 确保发射机内部干净无尘, 清洁机柜门与屏蔽地接触点干净;检查发射机机箱内部以及机柜门是否有过热、打火放电痕迹;紧固屏蔽罩和机柜门的接地螺丝, 确保与大地良好接触;对于中波天线调配室内的维护, 除了要做到以上几点外, 还要注意确保电感的短路铜带不要过分折叠, 使折叠处所对应的圆的半径尽量大, 避免由于击穿电压过小而引起打火放电。

摘要：详细分析了高频感应原理, 对发射机维护中出现的射频感应打火放电原理进行了探讨, 并针对出现的问题提出了相应的处理措施。

关键词：高频感应,辐射场,处理措施

参考文献

[1]盛振华.电磁场微波技术与天线[M].西安:西安电子科技大学出版社, 1995

超高频感应加热 第7篇

金刚石工具广泛应用于地质勘探、石材、机械、汽车及国防工业等领域。目前在实际生产中使用的金刚石工具一般是利用多层烧结或单层电镀工艺制作而成的,结合剂材料亦即烧结胎体或镀层材料在磨具中起到固结磨粒的作用。大量研究表明, 传统的金刚石工具中金刚石最大出露高度一般不超过其粒径的1/3, 金刚石磨粒主要依靠结合剂材料的机械夹持力镶嵌于结合剂中,磨粒与胎体间结合力弱,往往造成金刚石未充分发挥作用就过早脱落,极大地影响了金刚石工具的性能。

近年来国内外学者提出用高温钎焊法制作单层钎焊金刚石工具的方法,通过钎料和金刚石之间的化学冶金结合来实现钎料对金刚石的高强度结合[1,2,3,4]。高温钎焊通常采用真空炉中钎焊(真空钎焊)或高频感应钎焊,相比之下高频感应加热具有加热效率高、加热方式灵活等优点[5,6],特别适合于一些超大、超长型以及在基体承受整体加热时变形难于控制的工具的钎焊。目前国内外对于高频感应钎焊金刚石的研究还处于起步阶段,因此有必要对高频感应钎焊金刚石的钎焊机理及钎焊工艺进行深入的研究。

本文在研制高频感应钎焊试验装置的基础上,采用了Ni-Cr合金钎料对金刚石进行了高频感应钎焊工艺试验,分析了金刚石和钎料的界面微结构,并确定了优化的钎焊工艺。

1 试样制备与试验方法

选用YK-9型40/50金刚石,其颜色为浅黄色,晶形完整无破碎,如图1所示。基体材料为45钢,钎料为Ni-12Cr-3.5B-4Si(元素前数字表示质量分数,%)合金粉末。在感应钎焊前采用80号、120号、200号的砂纸对45钢基体进行打磨,去除表面的氧化膜,并放入丙酮溶剂中超声波清洗去除基体表面油污,最后用酒精进行冲洗并吹干,随后在基体表面排布金刚石磨粒再均匀撒上钎料。

图2为研制的高频感应

1.底座 2.支座 3.感应加热线圈 4.试样 5.石英管 6.螺钉 7.螺母 8.垫片 9.密封圈

钎焊试验装置示意图,钎焊试样通过螺纹连接固定在螺钉上,采用SP-25型高频感应设备进行加热,感应器为3匝圆形紫铜线圈,线圈内径为55mm,利用标准K形热电偶测量钎焊温度,并利用自行开发的感应钎焊温控系统实现相应的钎焊工艺中温度控制[7]。

高频感应钎焊的工艺条件主要包括钎焊温度、保温时间、升降温速度、保护气体等,其中钎焊温度和保温时间对钎焊结果影响较大。确定钎焊温度的主要依据是所选用钎料的熔化特性,即钎料熔化时所表现出来的物理性能(固相线温度、液相线温度、固液相温度区间)[8]。Ni-Cr合金钎焊金刚石时,通常将钎焊温度选为高于钎料熔点的60~120℃,即使钎料的流动性处于最佳状态。由于感应钎焊时采用的Ni-Cr钎料的熔化区间为950~1010℃,结合真空钎焊金刚石时的钎焊温度[9],可认为钎焊温度在1020~1080℃之间时钎焊金刚石磨粒能取得预期效果,试验中采用的钎焊温度为1020℃、1050℃、1080℃。保温时间与钎焊温度一样,也是主要的工艺参数之一,钎焊保温时间决定了Ni-Cr钎料中活性元素Cr与金刚石间的扩散程度,一定的保温时间是钎料与金刚石相互扩散、形成牢固结合所必须的条件,试验时保温时间分别为0、10s、20s、30s。

感应钎焊时把试样置于气体保护腔内,在加热前先通氩气约1min以便排除保护腔内的空气,空气流量为5L/min,然后加热至预定的钎焊温度并保温一定时间后停止加热,冷却至室温,整个钎焊过程应处于氩气保护下,防止钎料、基体及金刚石发生氧化。

采用JSM-6300型扫描电镜(SEM)对钎焊后金刚石表面进行形貌观察,利用X射线能谱仪(EDS)对反应产物进行能谱分析,用XD-3A型X射线衍射仪(Cu靶,40kV,30mA)分析形成的反应产物的相结构。

2 试验结果与分析

2.1 高频感应钎焊磨粒形貌

图3a为钎焊温度为1050℃、保温20s高频感应钎焊获得的金刚石整体形貌。从图3b可以看出,钎料已经明显爬上金刚石表面与金刚石结合,金刚石磨料出露高度大。

(a)整体形貌 (b)单颗磨料

2.2 高频感应钎焊金刚石界面微结构分析

图4是钎焊金刚石试样在王水中深腐蚀后的SEM形貌照片。从图4a可以看到高频感应钎焊后金刚石表面生成了一层反应产物,从图4b中可以观察到沿金刚石表面切向生长的层片状化合物,对该化合物的能谱分析结果见表1,在A区域有C、Cr元素,其原子数量比约为2∶3,根据Cr-C相图可以推测此种切向生成的碳化物可能是Cr3C2,在B区域除了有C、Cr元素存在,还发现有少量的Si元素。

(b)层片状碳化物形貌

为了进一步确定碳化物成分,采用X射线对界面碳化物作物相结构进行分析,X射线衍射结果如图5所示,根据衍射结果可以确定沿金刚石表面切向生长的层片状化合物为Cr3C2。

由于金刚石颗粒不为一般低熔点金属与合金液体所浸润,故试验选用Ni-Cr合金钎料钎焊金刚石,旨在通过活性元素Cr与金刚石表面反应形成的碳化物改善钎料对金刚石的浸润性,实现金刚石与基体的牢固连接。金刚石晶体中的每个C原子都来自于sp3杂化轨道的共价键中,金刚石中sp3杂化共价键的强度是非常高的,C原子挣脱其约束时需要很高的能量。当钎焊试样被加热到一定温度后,液态钎料中的Cr与金刚石中的C原子直接接触时,首先在界面能较高的局部区域形核,形成Cr3C2。在反应的初始阶段,反应速度很快,并且由于感应加热时的电磁搅拌效应加快了原子的扩散速度,因此经过较短的保温时间就可获得一定厚度的反应层。其反应产物一旦形成,在体系里就存在两个界面,即C/Cr3C2界面和Cr3C2/Ni-Cr界面,在生长和分解的综合作用下,化合物的形成与长大主要发生在C/ Cr3C2界面上,因为此时化合物的形成是靠Cr扩散通过Cr3C2层,扩散到C界面Cr与C元素形成化合物,当Cr浓度较高时,Cr和C的原子百分数达到7∶3,即可形成Cr7C3;当Cr浓度较低时,Cr和C的原子百分数为3∶2时,形成Cr3C2。由于感应钎焊金刚石的升温速度很快,且其保温时间仅为几秒钟,所以在钎焊时首先形成Cr3C2,无法观察到炉中钎焊时形成的Cr7C3[9],即使有少量Cr7C3生成,由于其在Cr3C2层的外部,所以很可能在采用王水腐蚀时由于钎料组织的溶解导致其从金刚石表面脱落,因此在扫描电镜观察和X射线衍射分析感应钎焊试样时没有发现Cr7C3。

金刚石表面生成的Cr3C2化合物层,可以缓解因金刚石和钎料层的线膨胀系数不同而产生的应力,同时由于液态钎料对Cr3C2化合物层有良好的浸润性,故极大地改善了液态钎料对金刚石的浸润性,提高了钎料对磨粒的把持强度。

2.3 钎焊工艺试验研究

当钎焊温度为1020℃时,钎焊温度较低,钎料的流动性和浸润性差,此时钎料熔化较为缓慢,金刚石与钎料不易形成牢固连接;当钎焊温度为1080℃时,钎料黏度下降,在电磁力作用下液态钎料流动造成金刚石磨粒移位,破坏了磨粒的有序排布,如图6所示;而当钎焊温度1050℃时,金刚石磨粒在钎焊时不发生流动,且在较短时间内金刚石与钎料间就形成了牢固的连接,因此确定合适的钎焊温度为1050℃。

图7所示是钎焊温度为1050℃时,不同保温时间对界面反应生成物的影响。从图7a可以看出,尽管加热温度已达1050℃,钎料完全处于液相熔融状态,但是如果缺乏保温阶段,界面反应产物的量很少,只在金刚石磨粒的局部有少量的化合物生成,这对钎料通过界面反应产物提高对金刚石的浸润性及把持强度是不利的,因此保温阶段对于获得金刚石磨粒与钎料、基体间的牢固连接是十分重要的。从图7a到图7d还可以看出,随着保温时间不断延长,界面反应产物逐渐变得致密,但当保温时间超过10s后,界面化合物的厚度随保温时间变化并不明显,这是因为一方面钎料中的Cr含量有限,随着碳化物的生成,Cr含量减少;另一方面随着保温时间的增加,反应扩散层厚度随着形成的新相界面的推移而不断增加,Cr原子扩散速度降低,导致反应层厚度增加较为缓慢。

(c)t=20s (d)t=30s

为了研究保温时间对高频感应钎焊金刚石性能的影响,采用上述不同保温时间的钎焊金刚石试样在SYM-10D型异型双速石材磨抛机上进行了磨削四川红花岗岩石材的试验,并与真空炉中钎焊试样进行了对比。试验装置如图8所示,钎焊金刚石试样直径为14mm,在试样表面均布160颗金刚石磨粒,磨盘直径为100mm,在磨盘端面安装单个钎焊金刚石试样,并在磨盘另一侧配置平衡块,磨削过程采用清水冷却,磨削工艺参数如下:主轴转速ns=1900r/min,进给速度vf=1m/min,磨削深度ap=0.1mm。

1.机床主轴 2.金刚石端面磨盘 3.花岗石

从图9中可以看出,在同样的磨削参数条件下,当采用钎焊保温时间为0的试样磨削时,由于钎焊时金刚石磨粒表面只生成了很少量的反应产物,因此金刚石磨粒与钎料的结合力较弱,表现为在磨削开始阶段就有少量磨粒从钎料层中脱落,其总的去除花岗石的体积约为420cm3;而钎焊保温时间10s的金刚石试样在失效前磨削了约560cm3的花岗石;随着钎焊磨粒保温时间的进一步延长,磨粒磨削花岗石的体积逐渐下降,在保温时间为30s时,磨削花岗石的体积在450cm3左右。由此可以看出,感应钎焊保温时间不宜过长,因为金刚石在高温阶段经历的时间越长,其受到的热损伤就越大,导致其静压强度和冲击韧性下降;而当保温时间为0时,虽然金刚石受到的热损伤较小,但由于金刚石与钎料间的界面反应时间不足,导致钎料与金刚石间的结合力不够,同样也导致感应钎焊工具性能下降。试验中还同时采用炉中钎焊试样在相同的磨削工艺参数下进行磨削花岗石试验,累计去除花岗石的体积约为300cm3,说明感应钎焊金刚石工具的性能优于炉中钎焊金刚石工具。

根据试验结果最终确定优化的钎焊工艺参数为:钎焊温度1050℃,保温时间10s。在这一工艺条件下获得了有序排布的钎焊试样,如图10所示。

3 结论

(1)研制了感应钎焊金刚石的试验装置,利用高频感应加热的方法,实现了金刚石磨粒与钎料间的牢固接合, Ni-Cr合金钎料与金刚石界面发生化学冶金反应, 生成

Cr3C2化合物层,改善了液态钎料对金刚石的浸润性,提高了钎料对金刚石磨粒的把持强度。

(2)研究了钎焊工艺条件对钎焊金刚石的影响,并对钎焊试样进行了石材磨削加工试验,确定了优化的感应钎焊工艺参数为钎焊温度1050℃、保温时间10s,并利用此优化工艺获得了有序排布的高频感应钎焊金刚石试样。

参考文献

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超高频感应加热 第8篇

局部放电指在变压器运行时,由于高电压的作用,设备内绝缘弱点或者生产制造缺陷处产生的重复击穿熄灭情况。轻微的局部放电对变压器绝缘的影响较小,而强烈的局部放电会降低变压器绝缘强度。高电压等级的电力变压器要能承受长期工作电压的作用,不允许绝缘结构内发生较强烈的局部放电。长时感应耐压试验的整个过程中要对局部放电量进行测量[3]。

1变压器变压器基本参数

本次试验变压器型号为ODFPS-700000/750,由西安西电变压器有限责任公司制造。主要参数如表1:

绝缘水平:

2试验过程

2.1 试验线路

单相变压器只要求进行相对地试验,因此采用感应法,即低压加电,高压感应,中压绕组分接开关置于额定档,中性点接地[4,5]。电源为一台容量7500Mvar,200Hz频率的同步发电机,中间变压器1.5 万容量,高压三串,低压三并,分接Ⅱ-14,变比= 20 × 3 × 2 ×(1 + 6 × 0.4) ÷ 10.5 = 14.17

2.2计算各绕组线段对地电压

串联绕组线端对地电压:

感应倍数:

公共绕组线端对地电压:

低压绕组各线端对地电压:Ua=1.15×63k V=72.45k V

2.3电压测量

利用电压互感器测量被试变压器的低压侧电压,电压互感器的二次侧接到峰值电压表,将测得的低压侧电压按被试变压器变比折算到高压侧。

2.4 局部放电量校准

试验使用的是TWPD-213多通道数字式局部放电分析仪,检测灵敏度为0.1p C,可同步采样、处理、显示4 路信号。线路连接好,加电压之前需要对测量系统进行校准。系统校准原理是在两个校准端子之间输入已知的电荷,回路会产生脉冲电流,脉冲电流通过测量阻抗后产生脉冲电压。该脉冲电压通过线缆将信号传送给局部放电分析仪,经过一系列信号处理,局部放电分析仪便可显示该电荷量。测量阻抗一般接在套管抽头和接地法兰之间。校准装置包括一台上升时间短的方波电压脉冲发生器和一个已知小电容值的串联电容,打开方波脉冲发生器,局放仪上出现标准信号后可进行校准。本实验分别在A、Am、a与地之间注入500p C电荷量进行校准。

2.5局部放电量测量

加压顺序为:在不大于U2/3 的电压下接通电源;升压到1.1Um/,保持5min;再将电压升到U2,保持5min;升压到U1,持续30S;立刻降电压至U2,至少保持60min,测量局部放电;降压至1.1Um/,保持5min;电压降至U2/3 的电压下,切断电源,具体顺序如图2:

3 试验过程及记录

试验前给各试验端子戴上屏蔽罩,需检查确认屏蔽罩边缘圆滑,表面没有浮灰。第一次试验时,局放仪显示有悬浮放电,通过紫外成像仪,检查出接线端头有毛刺,产生尖端放电[6],重新整理接头后试验结果如表2所示:

4 试验结果分析

由试验结果可知,试验过程中变压器电压没有出现突然下降的情况;第一个U2期间,局部放电量的连续水平小于500p C;去除偶尔出现的高幅值的脉冲后,第二个U2期间,局部放电量没有呈现连续增加的趋势;在1.1Um/下,视在电荷量的连续水平小于100p C[7]。

5 结论

长时感应耐压试验是出厂试验中最容易出现问题的试验之一,一是因为试验的条件比较严格,二是对试验结果影响的干扰比较多。如果试验遇到问题,首要判断局部放电源是变压器内部还是在变压器外部。可利用紫外线成像仪检查试验大厅内部是否存在放电源,检查各个端子接线和接地线是否可靠,放试验变压器的拖架、升降车,以及场地内其他待试变压器都最好接地。如果排除了外部干扰,局部放电量还是远远超过标准,需要采用电气定位法对放电源进行准确定位。常用的电测法有“多端子测量”和“读数分布对比图”定位法或者声波、超声波定位法[8,9]。

有些时候根据局部放电量随试验电压高低的变化、滞后效应、试验电压波形上的脉冲波分布等来确定局部放电源可能的物理性质,这需要在平时试验中收集整理试验数据并进行总结[10]。

摘要：介绍了一台750 k V输变电工程单相自耦三绕组变压器例行试验,长时感应耐压试验的方法和过程,分析试验结果,总结试验了中常见的问题及解决方法。