高功率因数论文-盘古文库

高功率因数论文

来源：开心麻花

作者：开心麻花

2025-10-16

高功率因数论文（精选12篇）

高功率因数论文第1篇

随着社会经济的不断发展,人们对于电气产品能够维持平稳运行的要求越来越高,UPS因为其能够维持电网稳定,净化电网干扰,保障电气产品稳定运行等特点,已逐渐被人们接受并得到越来越广泛的应用。按照UPS的结构和工作原理,其一般可分为:后备式UPS、在线式UPS、双变换式UPS。本文所讨论的UPS为在线式。其工作原理为在市电正常供电状态下,UPS电源首先将市电经整流器整流,滤波,再将整流后的直流电通过逆变器重新逆变成交流电,供负载使用,此时,UPS起到了稳压的作用,从而避免电网干扰对于用电产品的影响,与此同时,市电经整流后,还将为UPS蓄电池充电,一旦市电中断,UPS立即采用蓄电池作为供电电源,并将蓄电池输出的直流电经过逆变器逆变成交流电,供负载使用,从而保证了用电产品能够平稳运行。而传统的UPS由于系统特性的不足,已经逐渐不能适应市场需求,针对上述情况,为了适应市场对UPS的需求,本文提出一种新的控制技术,运用这种控制技术的新型UPS不仅能够提高功率因数,还能够降低成本,简化电路拓扑结构,缩小体积,并且能够使得UPS具有在非线性负载下快速稳定的响应能力和提高稳定性特点。

1 UPS系统设计

图1所示为总体系统结构框图,它是由整流模块、功率因数校正模块、逆变器模块、电池充电模块组成。功率因数校正模块中,本文采用了零电压开关(ZVS)Boost电路构成功率因数校正电路,该电路具有拓扑结构结构简单,工作效率高,噪声低等特点,还能够减少开关损耗,提高功率因数[1]。

2 整流及功率因数校正电路

主电路如图2所示,S为主开关管,谐振支路由S1,Lr,Cr,VD1构成,为了使谐振网络正常工作,在主开关S导通之前,辅助开关S1已经导通,从而,主开关电压谐振下降到零,使得主开关零电压导通的条件得到满足,与此同时,二极管电流线性下降到零,使得二极管VD得以软关断。

在ZVT-PFC电路的设计过程中,关键在于确定谐振电感Lr和谐振电容Cr的值[2]。

一方面,为了确保二极管能够成功软关断,Lr的值实际上是由高速整流二极管电流的反向恢复时间trr来决定的,选用不同的高速整流二极管,其Lr值也不同,在工程实践中,一般将高速整流二极管的电流下降时间设计为3倍的反向恢复时间[3],若采用SF11S型超快恢复二极管作为高速整流二极管,则其最大转速恢复时间trr应为35 ns,即:

另一方面,考虑到若将谐振电容Cr的值调大,不仅可以吸收开关管的电压尖峰和降低主开关管的电压变化率,还能确保开关管正常工作,但与此同时,较大的Cr会使得开关管难以实现零电压开通,还会导致开关管导通时电流变化率增加及开通损耗增加等不利影响[4]。因此Cr需满足:

3 低开关电压应力ZVT Boost逆变器

3.1 工作原理

为了能更好地分析逆变器工作原理,先做如下假设:假设电容Co,Ce足够大,并且可以分别等效成电压源Uc,Uo,假设电感L1,L2足够大且相等,并且可以分别等效成电流源IL1,IL2,且IL1=IL2=IL,假设所有开关器件都是理想器件[5]。通过以上假设,ZVT高增益Boost变换器电路图可简化成如图3所示。通过对简化电路分析可知,有源开关S1,S2的零电压开通的必要条件是:其工作占空比D应大于0.5,在有源开关零电压导通之后,在一个开关周期Ts内,变换器可以工作在10种工作模态中[6]。

3.2 性能分析

3.2.1 电压增益

将一个开关周期Ts作为分析对象,设开关管S1,S2导通的时间为DeffTs,其中Deff为占空比,设uds1,uds2分别为S1,S2所承受电压,考虑到开关模态1,3,6,8的维持时间相对于整个开关周期Ts来说很短[7],可以忽略不计,故可认为开关管S1,S2在一个周期Ts内非导通期间所承受电压分别为Uo-Uc,Uc。由于稳态工作状态下电感L1,L2两端的正伏秒值等于负伏秒值,故:

因此电压增益M为:

由于在(1-Deff)Ts内,可近似认为电感电流iLs线性变化大小[8]为2IL,因此有:

又由于:

故:

设变换器效率为η:

由式(5)、式(8)、式(9)可得:

因此,电压增益M又可表示为:

通过上述分析,可以得出,当输入电压Ui和负载电阻R1均发生变化时,要想维持输出电压Uo不变,则必须改变[9]Ts。

3.2.2 开关器件电压应力分析

设开关S1、二极管D1两端的电压应力分别为uvp S1和uvp D1,则:

设开关S2、二极管D2两端的电压应力uvpS2和uvpD2,则:

由以上分析可知,输出电压Uo的值为Uc的2倍;S1,S2,D1两端的电压应力大小相等且都为输出电压Uo1 2,而二极管D2两端电压应力就是输出电压[10]Uo。

3.2.3 开关器件电流应力

设电感电流波纹峰峰值为ΔIL,输出电流波纹峰峰值为ΔIi,通过对变换器的工作原理进行分析,得:

3.2.4 输出电压纹波峰峰值

一个周期Ts内对输出电容Co的充电电荷Qco其大小为:

因此输出电压Uo的纹波峰峰值ΔuOpk为:

4 实验结果分析

为了验证上述理论的正确性,根据上述分析,开发了一台功率为400 W的UPS系统,系统主要参数为:

电容Cc=51μF,谐振电容Cr=680 p F,电感L1=L2=200μH,Ls=9μH,谐振电感Lr=4μH,输出电容Co=47μF。图4为UPS在额定输出功率状态下工作时的实验波形图。

实验最终测得UPS系统的性能指标为:在市电输入状态下,输入电流有效值为1.71 A;整流后,UPS输出电压为47 V,功率因数为0.96,功率为90%,不仅提高了电力使用效率,而且减少了谐波,避免了电网污染。非线性负载下的输出电压波形出图5所示。

5 结语

本文所提出的这种新型高功率因数UPS系统,不仅具有结构简单,成本低廉,体积小巧等优点,而且系统还具有的良好的动态性能以及稳态响应特性,输出性能稳定,对于减少谐波,提高功率因数有显著效果,具备一定应用价值。

参考文献

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功率因数过补偿第2篇

由于大部分用电负荷都是感性的，未补偿前功率因数为滞后，如果为补偿无功电流而投入的电容器过多，则会使功率因数变为超前，这就是过补偿。在过补偿的情况下，系统中出现容性的无功电流，使视在电流增大，因此使系统的损耗加大，多投入了电容器反而使系统损耗加大当然不是好事。另外，由于投入电容器会使电压升高（这里电压升高主要是因为供电线路的电感及变压器的漏感造成，与同步发电机的关系不大），在过补偿的情况下电压进一步升高，在夜间负荷较低电网电压较高的情况下影响更大。因此人们总是不希望发生过补偿。

但是事物都有两面性，过补偿不一定总是坏事。

通常的补偿装置都是安装在变压器的低压侧，在低压侧进行检测并进行控制将负荷的无功电流补偿掉，却无法补偿变压器自身的无功电流。一般人总认为变压器自身的无功只能在高压侧进行补偿，其实不然，通过在低压侧适量过补偿的办法，同样可以补偿变压器自身的无功电流。因为变压器属于理想元件，所谓理想元件就是能量传送没有方向的元件，同一台变压器，如果将高压侧接电源低压侧接负荷就是一台降压变压器，如果将低压侧接电源高压侧接负荷就是一台升压变压器。根据这个原理，对变压器进行无功补偿在低压侧进行与在高压侧进行没有区别。

对于为降低用户力率电费（功率因数调整电费）而安装的无功补偿装置，如果不采取适量过补偿的方法，就有可能出问题。

设某一单位，变压器为S7-500KVA，高压计量，用电设备主要是金属切削机床，一班生产，无夜班，每周5天生产，不生产时无负荷，月均用电量为2万度。未安装补偿装置之前月平均功率因数为0.5，按功率因数0.9为标准值需加收45%的力率电费。按功率因数0.85为标准值需加收35%的力率电费。

假定安装补偿装置后，在生产期间可以将低压侧功率因数补偿到0.95，停产期间由于无负荷没有电容器投入。那么根据cos（x）=0.95

我们可以算出x=18.2°, sin（x）=0.31

无功与有功的比值为 0.31/0.95=0.33

由负荷形成的无功电量为20000×0.33=6600 度。

由于该单位是高压计量，因此变压器自身的无功电流也会使无功表走数。该单位的变压器为500KVA，按空载电流2%计算则变压器的无功功率为500×2% =10Kvar，每月形成的无功电量为10×24×30 = 7200 度，每月的总无功电量为6600+7200=13800度，无功与有功的比值为 13800/20000=0.69即 tg（x）=0.69，x=34.6°，cos（x）=0.82，还是要交利率电费。

从以上的分析我们可以看出，对于这样的用户，不补偿变压器自身的无功电流是不可能消除力率电费的。

解决的方案有三种:

方案1，在变压器的高压侧固定接一台10Kvar的高压电容器，这种方案为保证安全性较难操作。

方案2，在变压器的低压侧固定接一台10Kvar的低压电容器，这就是一种低压侧过补偿方法，并且这台电容器可以装在补偿装置柜内，比方案1的操作简单。但是要注意，这台电容器的电源线必须单独引出接在补偿装置检测用电流互感器之前。如果接在互感器之后，则当有负荷时会使控制器检测到的负荷无功电流减小，不能起到过补偿的作用。这种方案的一个优点是过补偿的电流不会被补偿装置检测到，因此补偿装置的功率因数显示值不会变成超前，比较好看。

方案3，将无功补偿控制器设计成具有过补偿功能，并将过补偿量设定为10Kvar，这是最简单的方案。这就要求补偿装置内部的最小电容器容量必须小于或等于10Kvar。或者干脆在补偿装置内部安装一台固定连接的10Kvar电容器，这样还可以省掉一台交流接触器。

智能功率因数控制器的设计第3篇

关键词：智能功率因数控制器设计节能单片机

在我国社会经济快速发展的过程当中，电力资源的紧缺也逐渐的表现了出来，电力资源的供需矛盾也变得更加的突出，面对这样的一种情况，国家在大力发展经济建设的过程当中，也开始号召社会各界要开始节能减排和提效。

通过对相关的数据资料进行分析和统计可以发现，在电力系统当中，三相异步电动机的拖动负载耗电量占据了其中的60%，所以想要对电力系统当中的耗电量进行有效的控制，那么就需要采取合理的技术措施来对三相异步电动机的拖动系统进行处理，让它能够运行的更加的平稳和高效，这样才能够有效的去节约电力资源，对于电力企业的成本降低具有非常重要的作用。

1 对三相异步电动机拖动系统节能方式的简单介绍

在对三相异步电动机的拖动系统进行节能控制的时候，主要采用的技术方式就是采用变频器来进行控制的方式以及采用降压式节能器来进行控制的方式。采用变频器来进行控制从而实现三相异步电动机的拖动系统节能主要就是通过让电动机的运行速度发生改变从而来实现的，如果电动机的控制对象需要经常去对运行的速度进行调整，那么如果采用变频器来进行控制的话就能够有不错的节能效果以及运行的特性，这种方式在业界也是得到大家公认的。

对于采用降压式节能器来进行控制的方式来说，如果三相异步电动机的拖动负载在实际的运行过程当中不需要随时去对运行的速度进行调整，但是负载的大小却会经常的发生变化，如果在这个时候还是采用变频器来进行控制的话，那么就不能够达到节能的效果。

面对这种情况的时候，如果采用功率因数控制器的话就能够很好的实现节能的目的。而且在经过很多的实践证明之后可以发现，采用功率因数控制来进行节能的话效果也非常的好。

2 对功率因数控制器的工作原理介绍

对于功率因数控制器来说，它的控制调压元件主要是通过三组双向的可控硅组成的，当电动机的功率因数在不断变化的时候，那么双向可控硅的触发角就能够根据实际的情况进行及时的调整，从而来对电动机的定子电压进行调节，这样功率因数就能够一直保持不变。

如果负载比较的大，功率因数比设定的功率因数大的话，那么就可以让双向可控硅的触发角减小，这样电动机的定子电压就会升高，相反如果负载比较的小，功率因数不能够达到设定的功率因素，那么就可以让双向可控硅的触发角增大，这样电动机的定子电压就会降低，从而就能够让功率因数不断的提高一直到设定的值。

在电动机的定子电压下降的过程当中，那么通过相关的计算公式就能够发现，励磁电流也会相应的减小，那么电动机的功率因数就会相应的增加。而且在这个时候电动机当中的铁损和铜损也会相应的降低，电动机轴上的输出功率基本上是保持不变的，那么电动机的效率也就能够得到提高。在电动机转子电压降低的过程当中，可能会引起转子的转速不断的下降，根据实际的测试可以发现，如果转子的转速在下降的过程当中没有超过正常转速的2%，那么对于那些对于调速要求不是很好的机械设备来说是没有什么影响的。

当负载达到了比额定负载30%还低的时候，和电动机的总功率相比较，电动机的自身消耗功率占据了绝大部分，在对电压降低的过程当中如果通过控制器来完成的话，那么电动机本身的功率消耗也就会降低，最终就能够有效的实现节能的目的。

3 对智能功率因数控制器硬件电路设计的分析

本文涉及的智能功率因数控制器它控制系统的核心是单片机AT89S51，而输入的电路主要就包括了时钟的基准电路、功率因数的检测电路、参数的设置电路以及看门狗电路等，而输出的电路则主要包括了可控硅的触发电路以及控制器的状态指示灯。

3.1 时钟的基准电路的分析

时钟基准电路的主要作用就是在对U相电压信号的正半波进行整形之后输入到CPU的输入口当中，把它当成是触发电路在对三组可控硅进行控制的时钟基准，同时也作为功率因数在对电路判断功率因数值进行检测的时钟基准。

3.2 对功率因数的检测电路分析

功率因数角主要就是电流和电压之间的夹角，电动机的负载是电感性的，在电压过零的时候，电流并没有过零，所以可控硅在这个时候依然是导通的，而在可控硅的两端电压则基本上为零，在电流过零可控硅关断的时候，就会出现一个脉冲，功率因数的检测电路是用U相电压信号的正半波过零点来作为时钟基准的，对U相可控硅关断时候的脉冲进行检测，然后经过高速光耦将这个脉冲送到CPU当中，这样两者的时间差值就能够计算出来，而这个计算出来的时间差值其实就是U相的功率因数角，另外功率因数的检测电路还能够对三相电源的缺相进行检测。

3.3 对触发电路的分析

在对电动机的负载轻重进行判断的时候主要就是通过CPU来对功率因数角的大小进行检测。这样对于可控硅的触发角的数值就能够有效的计算出来，当同步时钟到来的时候，那么就会相应的延迟触发角数值相对的时间，然后通过触发电路把触发脉冲送到双向可控硅的控制端，在实际的输送过程当中应该要按照每个60°然后按照U相、W相、V相的顺序来进行。这样在对电动机的定子电压数据进行动态调节的时候就能够通过功率因数的变化来完成，这样的一种动态调节方式能够让拖动系统的运行能够很好的保证在正常状态下，同时也能够达到节能的主要目的。

3.4 对参数设置电路和看门狗电路的分析

参数设置电路的主要目的就是为了设置电动机的频率以及启动时间等不同的状态。而看门狗电路主要的目的就是避免当程序出现死循环的时候会给CPU一个复位的信号，这样系统才能够正常的进行运转。

4 对智能功率因数控制器软件的设置分析

在对智能功率因数控制器的软件进行设计时，按其功能一般分为三种，具体为：

4.1 软启动软件

通过软启动软件的运用，可以使得电动机在启动的过程中保持平稳状态，这样将能够有效的减少对拖动系统的影响，同时还能够提高电动机的功效，减少启动功率损耗。这种方式主要是通过用户对启动时间的设置，再根据启动的计算公式来对电动机进行启动。

4.2 功率因数控制器

功率因数控制器的软件设计，在该软件中是通过对功率因数值设定的固定参考值的比对来检测电动机的功率是否属于正常的。在对电动机的动态功率因数进行检测时，当检测数值比参考值大时，则系统处于重载状态。这时通过控制算法程序得出触发角需要降低角度，CPU就触发电路升高电动机的定子电压，使得动态功率因数降到与参考值一样；如果检测值小于参考值，则控制算法程序就会计算出触发角需要升高，这时CPU就会触发使定子电压降低，这样动态功率因数就升高到参考值大小。

4.3 故障保护软件

通过该软件将能有效的对电动机发生故障时进行及时的控制。它主要是对CPU进行检测，检测内容主要是看CPU是否缺相，电流、电压是否过大；如果出现这些情况时，它会自动的停止触发电路的输出，同时通过显示灯提示故障信息，从而对设备进行有效的保护。

5 结束语

总而言之，在智能功率因数控制器中主要是采用的单片机进行控制的，这就有效的降低了该控制器的生产成本；并且根据单片机的相关特性，在生产中也可以根据实际情况的需要对其进行变更和扩展，这将更能有效的提高控制器的性能和作用。通过对智能功率因数控制器的设计的分析与探讨，可以发现该控制器能够有效起到节约电能的功效，并且在特殊情况下也能保证良好的节能效果，所以应该大力推广该技术的发展与应用。

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高功率因数论文第4篇

目前电力电子应用领域中, 绝大多数的变流装置都采用了整流环节, 而且这些整流环节大多数采用的是电力电子器件所构成可控整流源或者不可控整流源, 这不可避免的给电网带来了污染, 对电网注入了大量的电流谐波, 并降低了电网的功率因数。随着电力电子技术的发展, PWM 整流器的应用日益广泛。三相电压型PWM 整流器 (Voltage Source Rectifier-VSR) 具有输入电流正弦性好、可获得单位功率因数、能量可实现双向流动等特性, 消除了传统意义上的整流电路中存在谐波含量大、功率因数低和能量不能回馈等问题, 真正实现“绿色”电能转换[1]。

1 PWM整流器数学模型

三相PWM整流器主电路的拓扑结构见图1, PWM整流器主电路采用IGBT与续流二极管反并联的方式, 网侧交流滤波电抗器的电阻Rl和电感L。其中, ea, eb, ec为对称三相交流电源相电压;ia, ib, ic为网侧三相电流;udc为直流输出电压;Rl为负载;iL为负载电流;图中N, O点分别为直流输出中点和电源的中心点。为方便起见, 将三相VSR功率开关管的损耗等效电阻Rs与电感内阻Rl合并为R, 且R=Rs+Rl。

以a相为例, 定义开关函数为:

其中:k=a, b, c。

由此可得, 三相静止坐标系a, b, c下的方程为:

考虑三相对称系统平衡, 则

所以有下式成立

undefined. (4)

根据坐标理论, 根据坐标系之间转换的关系, 可得出三相VSR开关函数模型的dq模型:

其中,

从式 (5) 可以看出输入电流的d轴分量和q轴分量之间存在耦合, 因而给控制器设计造成一定困难。

取新变量, 作如下变换

将式 (7) 代入式 (5) , 可得完全解耦的三相电压型PWM整流器模型:

其完全解耦的控制结构图如图2所示[2,3]。

2 三相VSR PI调节器的工程设计方法

在三相VSR控制系统设计中, 一般采用双环控制, 即电压外环和电流内环。电压外环的作用主要是控制三相VSR直流侧电压, 而电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制, 如实现单位功率因数控制。按照系统设计的原则, 先进行电流内环控制器的设计[4]。

2.1 电流环PI调节器设计

双闭环整流器系统中电流环作为内环, 迫使输入电流跟踪输入电压, 提高系统的动态响应性能。在双闭环控制设计中, 电流控制动态性能直接影响VSR电压外环控制性能。

由于两电流内环的对称性, 下面以iq控制为例讨论电流器的设计。图3为已解耦的iq电流内环结构, 且考虑了电流内环信号采样延迟和PWM控制的小惯性特性。

在图3中, Ts是整流器的延时常数, 等于开关周期的一半, KPWM为桥路PWM等效增益。为简化分析, 不考虑eq的扰动。

考虑到参数准确性和漂移等因素, 且一般又希望电流控制无静差, 所以选用PI调节器。且将调节器传递函数成零极点形式, 得

undefined. (9)

将小时间常数Ts/2、Ts合并, 得简化电流内环结构, 如图4所示。

当考虑电流内环需获得较快的电流跟随性能时, 可按典型Ⅰ型系统设计电流调节器, 由4可得出, 令PI调节器零点抵消电流控制对象传递函数的极点即可, 即τi=L/R。校正后的电流环开环传递函数为:

undefined (10)

由典型Ⅰ型系统参数整定关系[5], 当系统阻尼时ζ=0.707, 有

undefined. (11)

求得,

式 (11) 或 (12) 即为电流内环PI调节器控制参数计算公式。在实际设计中, id的参数选取与iq相同。

2.2 电压环PI调节器设计

电压调节器作为外环调节, 能稳定输出直流电压, 使得输出直流电压比输入电压峰值高。根据文献, 可得出整流系统输入电流与输出直流电压之间的传递函数为,

undefined. (13)

其中, undefined

并由前面的假设, 通过降阶处理, 得到如图5所示的电压外环简化模型结构

其中, undefined为d轴电流环简化等效环节, 且undefined。再通过合并小惯性环节等简化处理, 得最终简化电压环闭环传递函数为

undefined. (14)

根据二阶系统工程最佳的概念, 可确定电压调节器的控制参数[5,6,7]。

3 仿真结果与结论

依照上述介绍的PI调节器的设计方法, 得到基于MATLAB/SIMULINK[8]下的仿真结果, 其中, PWM整流器仿真参数为:交流侧电源电压:峰值:311 V, 频率:50 Hz;直流电压给定值:650 V;交流侧电感:8 mL;直流侧电容:500 μF;交流侧电阻:0.1 Ω;额定输出功率:15 kW;开关频率:8 kHz;电压环采样频率:1 kHz, 电流环采样频率:5 kHz。

图6、图7为MATLAB/SIMULINK下的仿真结果。由仿真图形可得出, 系统在0.06 s后进入稳态, Udc能够很好地跟随给定值, 同时交流侧电压与电流能够保持同相位, 启动过程为三个工频周期。

Udcref保持为额定值, 负载在0.065 s时增大为额定值的1.5倍, Udc抗负载扰动能力较强, 有一个很小的降落后恢复至给定值, 调节过程很快。

负载保持不变, Udcref在0.12 s时刻增至1.2倍的额定值, 可以看出Udc能够很好地跟随给定曲线, 同时在整个过程中, 交流侧的电压与电流保持同相位。

4 模糊控制的应用

从三相VSR主电路拓扑结构中可以看出, 直流母线两端并联有大电容, 其作用是减小变流器输出母线电压的波动。电容容量和耐压值越高, 系统成本越高, 在高压大功率下这个问题尤为突出。为了更好地提高系统的动态性能, 本文把模糊PI控制器引入到了电压外环中, 以保证将系统输出直流母线电压在动态响应过程中的超调量控制在一定的范围内。

针对三相VSR为控制对象的模糊逻辑控制器一般为典型的双输入双输出模糊逻辑控制系统。其输入是直流母线电压误差E和电压误差变化率CE, 经过模糊逻辑推理及解模糊运算得到比例和积分系数, 再经过比例积分运算最终得到控制器的输出。模糊电压控制器结构图如图8所示[9]。

根据模糊控制的原理, 确定推理过程采用Mamdani极大极小法, 解模糊运算为加权平均法 (COA) , 模糊控制器的输入变量和输出变量的模糊子集数都为7个, 模糊变量集均为:

{NB, NM, NS, Z, PS, PM, PB}.

其中, {NM, NS, Z, PS, PM}的隶属函数为三角形函数, {NB, PB}的隶属函数为梯形函数, 且都采用均匀分布。得出直流侧负载电压响应波形图 (见图9) , a相相电压与相电流波形如图10所示。

从仿真结果可以看出, 模糊PI控制器比传统PI控制器, 响应速度快, 超调量小, 抗扰性能好, 说明把模糊PI控制器应用到电压外环中是可行的。

5 结束语

本文由三相VSR的电路拓扑结构, 分析了其电路的数学模型, 并给出了三相VSR双闭环PI调节器的工程设计方法, 并通过仿真验证了其可行性。针对三相VSR直流母线两端并联有大电容, 且在高压大功率下电容容量和耐压值越高的问题, 把模糊控制应用到电压环当中, 使输出直流母线电压在动态响应过程中的超调量控制在一定的范围内。

摘要：在三相VSR主电路结构的基础上, 分析PWM整流器在dq坐标系下的数学模型, 并在此模型上建立了电压调节器解耦dq轴电流的简化模型结构, 给出了工程上的PI调节器参数的设计方法。通过MATLAB仿真, 验证了在模型可运行在单位功率因数下, 并可实现能量回馈, 且对负载的突变有较强的适应性。最后, 把模糊控制应用到电压环中, 使直流母线电压在动态响应过程中的超调量控制在一定的范围内, 通过MATLAB仿真, 验证了其可行性。

关键词：高功率因数,PWM整流器,PI调节器,模糊控制

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[7]尹航, 冯涛, 姜久春.三相VSR空间矢量PWM控制系统设计与实现[J].电力电子技术, 2008, 42 (5) :74-76.

[8]周渊深.交直流调速系统与MATLAB仿真[M].北京:中国电力出版社, 2007.

用户功率因数管理办法第5篇

二、凡实行功率因数调整电费的用户，应装设带有防倒装置(或双向)无功电能表。

三、用户每月实用有功电量和无功电量，计算月平均功率因数。

四、凡装有无功补偿设备．且有可能向电网倒送无功电量的用户，要求加装无功补偿自动投切装置，并随其负荷和电压的变动及时投入或切除部分补偿设备。

五、应在电费计算点装设有防倒装置的反向无功电能表(或双向)，按倒送的无功电量与实用无功电量两者的绝对值之和，计算月平均功率因数。

六、用户功率因数高于或低于规定的标准时，应按照规定的电价计算出用户的当月电费后，再按照功率因数换算所规定的百分数增、减电费。

七、对于电网的具体情况少数用户可以降低考核标准或不予考核，对于不需要增设无功补偿设备，而功率因数仍能达到规定标准的用户，或离电源点较近，电能质量较好，无需进一步提高功率因数的用户，都可适当降低功率因数标准或不实行功率因数调整电费办法。

八、降低功率因数标准的用户的实际功率因数，高于降低后的功率因数标准，不减收电费，但低于降低后的功率因数标准时，仍应增收用户电费。

九、功率因数调整电费标准执行0.90标准。

高功率因数论文第6篇

关键词：ADP1047；PFC；功率计量；ADP1043

在设计AC/DC时，不但要有数字控制的全桥控制IC—ADP1043，而且其功率因数校正部分也需要数字控制型的器件，ADP1047即是这样一款新产品，它不但可以完成功率因数校正，还能精确计量交流功率，控制接通电源时抗冲击的能力。

数字PFC功能是基于传统升压模式的PFC拓朴，将多个输出电压反馈组合在一起，提供最佳的谐波校正及良好的PF值，全部信号控制都进入数控领域并提供最大的柔性——全部关键参数都能报告并通过PM总线接口给出，这样可以使用户获得最佳性能，最高效率的功率因数校正电路，而且可以大幅度减少设计时间。

数字PFC控制特别适用于智能电源管理系统，并容易计量，通过智能电源管理系统改善终端用户系统的效率。通过调节频率进一步减小轻载时的功耗，并能减少输出电压给低压负载。

1 主要特点

ADP1047可以提供精确的均方根输入电压、电流及功率的测量，并可以通过PM总线报告到电源的二次侧。ADP1047具有增强的集成度和功能应对浪涌冲击，可以大幅度减少外围元件数量，极易达到最佳化设计。

器件数字化的目标还为了更高的可靠性，为了多种电源应用开路。该电路有坚固耐用的保护功能，有过压保护，过流保护，接地连续计量，AC检测，内部过热保护，外部温度报告。

ADP1047内部有8KB 的EEPROM存储调整器，并允许不用微控制器独立地控制，通过容易使用的GUI调节。ADP1047以3.3V电源供电，为24PIN外引脚，工作环境为-40～+85℃。

2 引脚功能

ADP1047的引脚排列如图1所示。以下为ADP1047的各引脚介绍。

1PIN：AGND。模拟地，直接接到DGND，这里将模拟电压送至模数变换器ADC。

2PIN：VAC。输入的线路电压检测，此信号参照PGND。

3PIN：VFB。反馈电压检测端，从PFC输出电压取样送到此处，参照功率地，用作模拟电压送至模数转换器ADC处。

4PIN：OVP。过压保护，这个信号参照PGND，用作OVP功能。

5PIN：PGND。功率地，接至输入和输出功率的轨线上。

6PIN：ILIM。电流限制端，限制峰值电流，参照PGND。

7PIN：NC。空脚。

8PIN：CS-。电流检测负输入端，用于电流测量，计量及保护。

9PIN：CS+。电流检测正输入端，用于电流测量，计量及保护。

10PIN：DGND。数字地，确保与模拟地AGND低阻抗连接。

11PIN：PSON。电源使能信号，此信号用于使能或禁止PFC控制器。

12PIN：VCORE。2.5V输出稳压器，外接0.1μF电容旁路到DGND。

13PIN：PWM。对PFC的脉宽调制输出。

14PIN：PWM2。辅助PWM，此信号参照DGND。

15PIN：AC-OK。开路漏极输出，用于信号标志输出，参照DGND。

16PIN：PGOOD。开路漏极输出，用于信号标志输出，参照DGND。

17PIN：INRUSH。浪涌控制信号，用于对外部浪涌的控制驱动器。

18PIN：SYNC。控制器外同步端，此端允许与之并联的PFC控制器去同步，以减小干扰。

19PIN：SCL。I2C串联时钟输入，参照DGND。

20PIN：SDA。I2C信号数据输入输出端，参照DGND。

21PIN：ADD。地址选择输入，从此端外接一支电阻到AGND。

22PIN：RTD。温度信号输入，将一个热敏器件放于此处接至AGND。

23PIN：RES。内部电压基准，外接一支50kΩ电阻到AGND。

24PIN：VDD。IC供电端，从3.0～３.6Ｖ。外接电容旁路到AGND。

3 工作原理及应用

ADP1047的内部功能方框图如图2。ADP1047是一款执行AC功率因数校正的数字PFC控制器，有着众多的传统PFC特色：采用BOOST拓朴，可产生检测电压和检测电流，能产生可调节的PWM输出。

ADP1047设计有坚固耐用的保护功能，包括过压保护(OVP)、过流保护(OCP)、欠压保护(UVP)、接地连续计量、AC检测，及内部过热保护和外部温度报告，因此可以应用在多种电源中。

ADP1047的这些功能均可以通过I2C总线接口去调节，同时这个总线接口还用于校准电源各参数，包括输入电压、输入电流、输入功率、故障模式等。

ADP1047的控制环由数控系统控制，可以很容易地调节滤波特性。其建立在EEPROM中的数据用来储存调节值，可靠性通过检查总和与庸余电路来保障。在系统故障出现时，EEPROM可以捕捉第一个故障情况，以此来改善整个系统的可靠性，从而大大减少故障分析时间。

ADP1047运行软件为GUI，可以提供全部的运行软件。

图3所示由ADP1047组成的数字控制功率因数校正的典型PFC电路。?笮

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高功率因数论文第7篇

节约能源, 保护生态, 是实现我国科学发展的必然要求, 而能源的浪费首先体现在大量电力电子装置对电网的谐波污染上。电子仪器、设备中开关电源产生的大量谐波电流倒流入市电电网, 会造成对市电电网的污染:一方面会产生二次效应, 在线路中产生谐波电压降, 使电网电压发生畸变, 功率因数较小, 导致电力系统的发、供、用电设备出现异常和故障;另一方面, 还可能造成电路故障, 损坏变电设备。因此, 研究具有功率因数补偿 (PFC) 功能的开关电源是电力电子技术学科的一个新热点。

目前, 在设计单相两级电源时大都在前级添加升压斩波 (Boost) 环节, 通过适当的控制电路来改变Boost环节中主开关管的占空比, 以便在实现功率校正的同时提高输出电压。控制电路可使用数字电路或模拟电路来实现。德州仪器公司的UC3854B控制芯片具有高可靠性和较少的外围电路设计, 是实现模拟控制电路的首选。很多参考文献对UC3854B芯片的原理和控制方法进行了研究, 但大多没有具体介绍如何设定UC3854B外围电路的参数, 而这正是电力电子工程师们最想知道的。因此, 笔者采用UC3854B为控制芯片, 设计了一种高功率因数电源, 详细介绍UC3854B外围电路的设计及元器件参数的选取, 最后通过实验验证该设计的正确性[1,2,3,4]。

1 主电路原理及设计

本文设计的高功率因数电源包括主控电路和控制电路, 其中主控电路中的功率因数校正电路采用Boost电路, 如图1所示。Boost电路通过对升压主开关管的适当控制, 实现了不控整流电路的电压、电流同相位。

1-电压输入给定和反馈回路;2-电压调节回路;3-电流调节回路; 4-模拟标量乘法器;5-输出电压快速调节器

1.1 主控电路的设计

1.1.1 主控电路工作原理[2,5]

设网侧电压为Ui=Uimsin ωt, 则不控整流桥输出的直流电压Udc为

当Q1和D0交替导通时, PFC电感LN两端电压ULN为

$\begin{array}{l} U_{L_{Ν}} = {\begin{cases} U_{d c} = U_{i m} | \sin ω t | ‚ Q_{1} 导通 \\ U_{d c} - U_{s} = U_{i m} | \sin ω t | - U_{s} ‚ D_{0} 导通 \end{cases} (2) \\ \frac{d i_{L}}{d t} = {\begin{cases} \frac{U_{i m}}{L_{Ν}} | \sin ω t | > 0 ‚ Q_{1} 导通 \\ \frac{1}{L_{Ν}} (U_{i m} | \sin ω t | - U_{s}) < 0 |_{U_{i m} - U_{s}} ‚ D_{0} 导通 \end{cases} (3) \end{array}$

式中:Us为输入电压的有效值。

式 (1) 表明, Q1导通时, diLN/dt>0, iLN上升;D0导通时, 由于 $U_{s} > U_{i m}, \frac{d i_{L_{Ν}}}{d t} < 0 ‚ i_{L_{Ν}}$ 下降。假设电路没有内部损耗, 应有:

$\begin{array}{l} D^{'}_{0} = \frac{U_{i m}}{U_{0}} | \sin ω t |, (4) \\ D = 1 - D_{0} = 1 - \frac{U_{i m}}{U_{0}} | \sin ω t | (5) \end{array}$

式中:D′0为续流二极管D0的占空比;D为主开关管Q1的占空比。

式 (4) 表明, 为了实现输入功率因数为1, D′0应为时变函数, 且必须符合正弦绝对值的变化规律。

1.1.2 Boost PFC电路设计指标

输入电压范围:100～265 V, 50 Hz

输入功率因数:接近为1

预调节输出电压: 385±10 V

输出功率: 1 000 W

1.1.3 Boost PFC电感的设计

取输入电流平均值的20%为纹波电流。Boost电感的设计应该充分考虑输入、输出电压及输入电流和主开关管频率等。为了提高输出高压电容的寿命, 取输入电感纹波电流的峰峰值为最大输入电流。输入电流有效值应在最恶劣条件下选取, 一般选取输入电压最低且输出功率最大的电流有效值。

$\begin{array}{l} Ι_{i n_{-} \max} |_{A} = \frac{Ρ_{i n_{-} \max}}{U_{i n_{-} \min}} = \frac{Ρ_{o_{-} \max}}{η U_{i n_{-} \min}} \\ = \frac{1 000}{80 % 100} = 12.5 (6) \end{array}$

式中:Iin-max为主控电路最大输入电流;Pin_max为最大输入功率; Uin-min为最小输入电压;Po-max为最大输出功率。

输入电压最小时, 主开关管Q1的占空比D为

$\begin{array}{l} D = \frac{U_{d c} - U_{p k_{-} \min}}{U_{d c}} \\ = \frac{385 - 100 \sqrt{2}}{385} \approx 0.632 7 (7) \end{array}$

式中:Upk-min为输入电压最小时的电压峰值。

输入PFC电感为

$\begin{array}{l} L_{Ν} |_{m Η} = \frac{U_{p k_{-} \min} D}{f_{s} Δ Ι} = \frac{U_{p k_{-} \min} D}{f_{s} 0.4 Ι_{i n_{-} \max} \sqrt{2}} \\ = \frac{100 \sqrt{2} 0.632 7}{30 10^{3} 0.4 12.5 \sqrt{2}} = 0.421 8 \end{array} (8)$

式中:fs为主开关管开关频率;ΔI为电流波动。

1.1.4 主控电路开关元件的选择

(1) 主开关管Q1的选择

考虑到纹波电流的影响, Q1电流有一定的波动:

$\begin{array}{l} \hat{Ι}_{Q_{1_{-} \max}} |_{A} = \frac{1.2 \sqrt{2} Ρ_{o}}{η U_{i n_{-} \min}} = \frac{1.2 \sqrt{2} 1 000}{0.8 100} \\ = 21.21 (9) \end{array}$

式中: $\hat{Ι}_{Q_{1_{-} \max}}$ 为Q1最大输入电流;Po为输出功率。

显然, 选择的开关管峰值电流应大于 $\hat{Ι}_{Q_{1_{-} \max}}$ 。本文设计的高功率因数电源中的Q1选用英飞凌公司生产的型号为SPP20N60C3的CoolMOS。实验证明, 采用CoolMOS能有效减小开关器件的发热, 但在实际应用时应适当增大驱动电流。

(2) 续流二极管D0的选择

流过二级管D0的电流峰值与主开关管Q1电流最大值相同:

$\hat{Ι}_{D_{0_{-} \max}} |_{A} = \hat{Ι}_{Q_{1_{-} \max}} = 21.21 (10)$

考虑到留有裕量, 本文采用2个英飞凌公司生产的SDT20S60并联作为D0。

1.2 控制电路的设计

从图1所示的控制电路可看出, 该控制电路采用的是双闭环控制方式, 1和2构成输出电压整定的电压外环, 3作为电流内环用于保证网侧电流正弦化, 并能迅速抑制环内外干扰[5]。

控制电路的核心电路采用改进型PFC控制器UC3854B, 它完全具有1～5各个部分的控制功能。

1.2.1 UC3854B振荡频率的设定

根据设计要求, 选定UC3854B振荡频率为30 kHz, 由式 (11) 确定:

$f_{s} = \frac{1.25}{R_{S E Τ} C_{Τ}} (11)$

取RSET=43 kΩ, 则CT≈9.7 nF, 取整为10 nF, 对应于UC3854B的12管脚P (RSET) 、14管脚 (CT) 。

1.2.2 峰值电流限制电路的设计

峰值电流限制电路如图2所示。当检测主控电路中电阻RF流过的最大电流时, 判断UC3854B的5管脚 (MOUT) 的电压, 当UPIN 5<0时, 输出脉冲被封锁。

电阻R2、R10的选取满足式 (12) :

$\frac{7.5}{R_{10}} = \frac{R_{F} Ι_{Μ}}{R_{2}} (12)$

式中:RF=0.033 Ω。

本文设定IM≈28 A为限制的最大电流, 最终取R10=20 kΩ、R2=510 Ω。

1.2.3 调节器的设计[6]

调节器的作用是将给定基准与反馈数值进行比较和运算, 输出控制量。调节器的核心是运算放大器, 可以利用UC3854B内置的运放构成调节器。电流、电压调节器电路分别如图3、图4所示。

电流调节器的零极点配置准则:零点 (ωS=1/RCSCCS) 取开关频率所对应角频率的十分之一左右, 极点在开关频率附近处。经过反复试验, 最终确定参数如下:

电流调节器:RCS=43 kΩ, RCi=1 kΩ, CCS=1 000 pF;CCP=100 pF。

电压调节器:RV1=1 270 kΩ, RV2=1 kΩ, RVF=200 kΩ, CVF=10104 pF。

2 实验分析

调节输入电压在90～265 V变化, 输出为DC 48 V, 采用IR2110作为驱动电路芯片, 驱动电阻为10 Ω, 且反并联肖特基二极管, 直接驱动CoolMOS。

(1) 在输入电压为90 V时, UC3854B处于封锁状态, 整个电路为不控整流模式, 即没有进行功率因数校正, 此时的输入电压、电流波形如图5所示。

从图5可看出, 在不控整流模式下, 整个电路的电流导通角度很小, 其傅立叶展开项的谐波较大。

(2) 输入220 V电压, UC3854B启动, PFC电路正常工作, 此时的输入电压、电流波形如图6所示。

从图6可看出, PFC电路正常工作时, 输入电压、电流相位同步, 整个电路的输入功率因数近似为1, 电流的波动符合平均电流控制模式的规律, 满足设计指标要求。

(3) 调节示波器的设置, Boost PFC输出电压波形如图7所示。

从图7可看出, Boost PFC的输出电压波形呈高频正弦变化规律, 没有较大的波形畸变。

3 结语

从实验结果看, 本文研制的基于UC3854B的Boost PFC开关电源实现了较好的功率因数校正功能, 达到了设计的预期效果。但主开关管占空比同时兼顾功率因数校正和电压调节, 因此, 其输出电压有一定的波动。如需要得到更加精确的输出电压, 可在该电源电路输出电压预调节的基础上外加DC/DC变换, 以进一步稳定电压。

摘要：文章介绍了一种基于UC3854B控制的高功率因数电源的研制方案, 给出了电源主电路结构及原理, 简要推导了采用Boost电路实现功率因数校正时开关管占空比的数学方程, 重点介绍了控制电路中UC3854B外围电路的设计及元器件参数的选取。实验结果表明, 基于UC3854B的Boost PFC开关电源具有较好的功率因数校正功能, 控制效果较好。

关键词：开关电源,升压斩波,功率因数校正,谐波,UC3854B

参考文献

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[5]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.

高功率因数论文第8篇

关键词：直流钻机,固有缺陷,应对策略,电能综合管理系统,辅机并网,降耗节能

1引言

直流钻机为直流电驱动钻机的简称,指钻机的绞车、转盘、泥浆泵等机械设备由直流电机及其控制系统来拖动,是目前石油天然气钻探行业的主流装备之一。虽然其以价格低廉、性能稳定、维护简单等优点得到了普遍使用推广,但也存在运行功率搭配不尽合理、机组负载率低、电网功率因数小等许多缺陷,在5000m以上的深井钻机运行中表现特别突出,会造成油耗高、效率低、使钻井成本居高不下的后果。为了在新配套的钻机上保持优点、克服缺陷,使直流钻机得到更好的应用, 西部钻探工程公司设备处组织人力、物力进行深入调研、认真分析、统筹规划,提出了一套完整的应对策略,即配置能量管理和无功、谐波治理系统。此方案已在新配套的ZJ70D钻机上的具体实施,经过现场使用和测试,达到了预期的目的。本文就其治理方案及实际使用情况做一介绍,以供同行参考。

2常规配置和机组并法

直流钻机电控系统主要包括动力(柴油发电机组)控制、钻井机械电气传动(SCR变流调速)控制、辅助钻井供配电(MCC)控制、操作协调(PLC) 控制等功能模块。一个典型的ZJ70D钻机的电控系统常规配置单线图如图1所示。

其中柴油发电机组根据工况需要,由1-4台并网构成钻机的AC600V供电电源,电力电子调速装置为晶闸管(SCR)变流调速控制系统,传动电机大多数为直流串励800k W,DW、RT、MP分别代表绞车、转盘、泥浆泵钻井机械,应急柴油发电机组容量较小,一般约为400V、400k W。常规的机组并法, 是根据钻井工况,最少1台,最多4台,当需用功率大于1台而小于2台的能力时,并2台,其余依次类推;辅助钻井的400V供电通过电力变压器从主电源600V降压获得;应急机组作为备用,只在不钻井的间歇期间使用很短一段时间,它提供的400V与从变压器获得的400V不能同时存在,二者只能用一。

3存在问题及原因

直流钻机存在的问题主要为:1在一些钻井工况运行时难以合理搭配功率、不能智能处理持续需用功率与短时冲击需用功率的转换;2电网的功率因数低导致机组的负载率小、效率低;3谐波大导致使用400V的电机增加了许多无谓的热损耗,降低了钻井效率。造成1项的原因是钻井工况实际需要所致,无论是交流变频还是其他新型钻机都存在,对于需要大于1台而小于2台能力的工况(例如起下钻冲击瞬间等),只能选择两台并网,这个问题比较难以克服;对于2、3项的原因是SCR内部器件的非线性所致,根据钻井工况所需的变速要求,电网的功率因数随工况的变化在0.2-0.8之间变化,容量已经固定的发电机为适应这个变化, 只能调整输出电流,而电流的最大值在确定了发电机后也已固定,因而会造成柴油机的配置能力不能充分发挥,负载率很低。以CAT3512B+SR4(柴油机功率1200k W、发电机容量1900k VA)为例,通过对许多井队的实际统计,在生产运行期间,最大有功功率仅为700k W、无功在100k VAR-850k VAR之间,有功负载率仅为58%。根据其油耗率曲线,负载率58%的油耗率(245g/k Wh)比100%(205g/k Wh) 时的高约19.5%,以1台70电动钻机油耗月均150吨、钻机利用率0.7、到井柴油单价7000元/吨计算, 这会带来每年150×12×0.7×7000×19.5%=172万元、 245吨的柴油油耗损失。

4应对策略及方案

根据以上原因的分析,针对这些缺陷,提出以下应对策略:1配置机组的电能综合管理系统,在线监控柴油发电机组负荷及利用率,自动计算是否需要投切机组,同时配置燃油流量检测和显示系统,实时检测燃油消耗,作为电能综合管理的基础;2使应急机组工作于正常、并网两种模式,正常模式下供电与常规相同;并网模式下允许400V辅机经变压器与600V主机并网,并网后按比例进行有、无功功率分配和均衡,作为钻井工况功率搭配的补充方法以节省柴油;3配置无功补偿和谐波治理系统,以提高功率因数、消除谐波,充分发挥机组能力以尽量减少并网数量,节省燃油。具体实施方案为:对策略1、2项,由于其与操作协调控制(PLC)功能结合紧密,因此与整个控制系统统一考虑;对3项,考虑要配置无功补偿和谐波治理系统的灵活机动性(用于其它井队),最佳方案为统一接口,单独成套。

5关键环节和要求

针对以上实施方案,有以下关键环节需要注意:1应急机组,无论是电启动还是气启动,要求其调速、调压特性与主机相同,对应控制系统也需要与主机相同;2电能综合管理系统,至少应满足实时显示单机和并网机组的有功、无功、总功、负载率,对负载率超出正常范围的设备提出警示;当在网后备功率不足且时间超过系统设定的延时时间后,能自动减小在用负载,以保证机组不会跳闸;能够设定负载特性和持续时间,具有智能判断间歇性负载和持续性负载并有相应的控制策略;具有声光和文本提示功能,能提醒使用者启动或停止某台机组,按照要求输出相应报表;3对无功补偿和谐波治理系统功能的最低要求为:柔性投切电容,切换阀值和时间窗口人工可调。

6运行实际及测试结果

2013年1月至2014年10月,某钻探工程有限公司设备处,在ZJ70D钻机的电控系统制造时, 按照以上设想提出了配套要求,该公司下属钻井队ZJ70D钻机组建完成后,在运行期间对相关数据进行了测量统计,经过仔细分析数据并和实际对比, 基本达到了预期目的,表1、表2年示为测试数据。

表1显示出的是7月26日测试时,有无功补偿投入,7月29日的测试无功补偿没有投入。由测试数据可见,主、辅机的有功基本是按3:1的比例关系进行分配的。在实验的一个阶段,对负荷大于1台而又远小于2台主机的工况,用辅发并网满足了要求,达到了不开主机充分利用辅机达到节能的目的。

由表2可以看出,辅机并网时的油耗率下降明显,较全主机模式减少了36.1g/ k Wh,节能率达15.2%; 负载率上升明显,较全主机模式提高了15.4%。

7结束语

高功率因数论文第9篇

传统LED灯驱动电源的功率因数(Power Factor,PF)在0.5~0.65左右,其输入电流具有高次谐波分量[1,2],如果LED灯普及到千家万户,其共同作用时会对电网产生严重污染。为此,科研人员在提高LED灯驱动电源的功率因数上进行了大量的研究,最新的研究成果主要集中在带有源功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)的两级式或单级式电源拓扑方面。

两级式PFC驱动电源具备最好的功率因数和谐波抑制效果,并且由于PFC级独立,可对DC/DC级的直流输入电压进行预调节,输出电压精准,带负载能力强[3,4,5]。但是PFC级需单独使用一个开关管及一套控制电路,元器件多、成本高、损耗较大,因而制约了其在低功率场合的应用[6,7]。

单级式PFC驱动电源将PFC与DC/DC功能合并成一级,器件少、成本低、效率高,在LED照明领域得到了大量研究与应用[6,7,8,9,10]。但是单级PFC驱动电源具有以下一些缺点:如一次侧需去掉电解电容,二次侧需加上数十倍的大电解电容,否则纹波和两倍工频闪烁难以避免[6,11];存在工频闪烁,特别是在小角度切相输出的时候;输入电流尖峰较大[11]。

针对两级式和单级式PFC驱动电源的优缺点,本文介绍了一款新型两级式PFC驱动电源。该电源采用一个控制芯片i W3614统一控制PFC级和DC/DC级,两级电路共用一个控制电路,既具有传统两级式拓扑的精准调节效果,又简化了电路,减小了体积,实现功率因数校正与谐波抑制功能的同时,达到恒流输出的效果。

2 传统两级和单级LED驱动电源

常用的传统两级PFC驱动电源结构如图1所示,其前级采用Boost拓扑构成PFC电路,后级采用反激变换器拓扑构成DC/DC功率变换电路。该电源能实现高功率因数,且达到电气隔离的作用,但是需用两个芯片分别控制前后两级的开关管,其电路结构复杂,可靠性降低,效率难以大幅提高,较难实现小型化封装。

常用的单级PFC驱动电源结构如图2所示,该电源由一片集成芯片控制,同时实现功率因数校正和恒流稳压输出。但这种电源存在一个突出的缺点,即二次侧存在较大的两倍于工频电流的纹波及闪烁,需要在二次侧施加较大的电解电容来解决,从而限制了其推广应用。目前,科研人员正在就去掉电解电容和无频闪方面进行研究[7,12]。

3 改进的两级式驱动电源

图3所示为本文介绍的改进后两级式PFC驱动电源,其中由L1、Q2、R2、R3、D2、C1等构成Boost前级PFC电路;由T1、Q1、D3、C5等构成准谐振反激式后级DC/DC功率变换电路。控制芯片i W3614的OUTPUT、OUTPUT_TR管脚分别为Q1、Q2提供驱动信号[13]。

驱动电源启动过程完成后,Boost电路进入功率因数校正模式。通过i W3614的VIN管脚检测输入端整流后的线电压Vin,并将VIN管脚内部电阻Rvin的分压Vin_a作为芯片内部逻辑控制单元的一个输入,如图4所示。

首先将Vin_a与芯片内部阈值电压0.14V作比较,当Vin_a>0.14V时,芯片内部产生Vcross脉冲,并由Vcross脉冲的频率跟踪Vin的频率,如图5所示。在Vcross信号为高电平时,即tcross时间内,根据i W3614内部控制单元的定义,分别按照式(1)与式(2)调整开关管Q2的导通时间Ton与周期T,并由此控制流经电感L1的平均电流与输入电压同相位,使电路具有高的功率因数。

另外,根据式(1)与式(2)可知,R1的选择将影响Q2的导通时间与周期,从而影响功率因数校正的效果。i W3614设定VIN管脚内阻Rvin的分压系数Kvin为0.0043,即:

假定VIN管脚内阻Rvin为2.5kΩ,则R1应取为:

设计中取为一个270kΩ与一个300kΩ的电阻相串联。

DC/DC功率变换级采用初级侧反馈技术,通过i W3614的Vsense管脚检测辅助绕组的电压,Isense管脚逐周期检测原边电流峰值,当输出电压或电流出现偏差时,改变开关管Q1的驱动信号,实现恒流稳压输出。

4 实验结果

设计了一台额定功率12W的LED驱动电源样机,主要设计参数如下:输入电压为180~264VAC/50Hz;输出电压为20~30VDC,输出电流为350m A;变压器原副边匝数比为3.5,原边电感为3.6m H;Boost电感为3.3m H,Boost滤波电容6.8μF/450V,DC/DC输出滤波电容为100μF/50V;DC/DC功率变换级的开关管采用FTU04N60,Boost功率因数校正级的开关管采用FTU02N60;控制芯片选用i W3614。

在实验过程中用9个串联的350m A/1W白光LED灯珠作为驱动电源的负载。当输入电压为220VAC时,输入电压和输入电流的波形如图6所示,从图6中可以看出,输入电流为正弦波,且与输入电压基本同相位,较好地跟随了输入电压的变化,从而提高了功率因数。

功率因数的实测值如图7所示。从图7中可以看出,在整个输入电压范围内(180~264VAC),功率因数都在0.96以上,达到了设计要求。

图8为电源的输出电流波形。从图8中可见输出电流基本稳定在371m A,电流纹波为20m A,实现了恒流输出,且精度较高。从图8中也可以看出该电源的输出电流中存在66k Hz的开关噪声。

5 结论

高功率因数论文第10篇

随着智能电网的发展, 太阳能发电作为一种重要的新型电源被越来越多地引入电网, 建设光伏并网电站已成为太阳能发电的一个重要方向。其中, 单级式三相光伏并网发电系统以其电路拓扑结构简单, 将所有的控制功能集中于单一的功率变换器, 有利于提高系统整体效率的优势[1], 成为光伏并网发电系统的一种主要拓扑形式。另外, 为了保证系统的电流容量得到充分利用, 减小系统损耗以及减少电网中的无功含量, 光伏并网系统一般采用单位功率因数输出, 而该目标的实现主要依赖于电流矢量对电网电压矢量的准确跟踪。

目前, 光伏并网逆变器的电流控制算法主要有矢量控制和直接功率控制2种[2]。直接功率控制虽然控制方法简单, 但该方法开关频率不固定, 会给开关器件的选型和滤波电路的设计带来一定困难[3,4,5], 所以本文采用电压定向矢量控制算法, 该方法基于电网基波频率同步旋转坐标系下有功和无功电流的解耦控制[6,7]。有文献利用滑模变结构控制[8,9]或预测控制[10]的方法对矢量控制算法进行改进, 以提高系统的稳定性和鲁棒性, 但其本质仍是使并网电流矢量始终与电网电压矢量重合, 从而实现系统的单位功率因数输出。然而, 由于逆变器通常是通过变压器接入电网的, 而变压器本身会吸收一部分感性无功。为了保证系统输出电能中不含无功分量, 本文通过分析这部分感性电流的大小在控制中进行了补偿, 以保证电网侧的单位功率因数输出。

另外, 并网系统必须采取可靠的孤岛检测算法来防止孤岛现象的发生[11]。文献[12]中提出的滑模频率偏移SMS (Slip-Mode frequency Shift) 法是一种有效的主动孤岛检测方法, 其通过使系统输出电流矢量与电网电压矢量的相位差和电网频率之间形成正反馈从而检测孤岛状态。但是, 当电网偏离额定频率运行时, 该方法会使系统输出的功率因数有所下降。针对这一缺陷, 本文对该方法进行了改进, 在保证有效地检测出孤岛状态的同时提高了正常运行时系统输出电能的功率因数。

1 单级式三相光伏并网逆变系统概述

单级式三相光伏并网系统电路拓扑及其控制结构如图1所示。该系统由光伏阵列、直流母线电容、逆变器、滤波电感、并网变压器和电网组成。其中R为电抗器和变压器中的等效电阻之和, L为电抗器的感值, ua、ub、uc为逆变器桥臂输出端与系统中点的电势差, ea、eb、ec为电网相电压, ia、ib、ic为逆变桥输出的电流, 各变量的正方向定义如图1所示。在理想状态下, 可以忽略变压器的影响, 根据坐标变换理论列写出基于正交同步旋转坐标系 (dq0坐标系) 的逆变器数学模型[13]:

其中, ω为电网基波电压角频率。

因为本系统没有中线且电网电压三相对称, 所以数学模型中不含0轴方程。根据电压定向矢量控制原理, d轴与电网电压空间矢量E的方向重合, 则ed等于电网电压空间矢量的幅值, eq等于0。此时id即为有功电流, iq为无功电流, 实现了系统有功功率和无功功率的解耦控制。按照文献[14]中电流内环和电压外环的设计方法即可实现电流的精确控制。

2 单位功率因数控制算法

在传统控制方法中, iq*设为0, id*设为需要的输出电流幅值, 即可保证输出电流不含无功分量, 但该方法忽略了并网变压器对控制系统的影响。为了适应宽范围的最大功率点跟踪和电网安全规范的要求, 光伏并网逆变器通常会在并网点通过三相隔离变压器接入电网。为了消除3次谐波电动势和3次谐波电流, 该变压器一般设计为Dy11接法[15]。针对由变压器铁芯饱和引起的电流谐波, 文献[16]提出了重复控制方法对特定谐波分量进行抑制。但对于基波中的无功分量, 仍需要采用相应方法进行补偿。

逆变器交流侧带变压器的单相等效电路如图2所示。其中系统各参数已经折算到变压器原边, 电压和电流采用幅值相量表示, U为逆变桥的输出电压, E为电网电压, L为滤波电感, Lσ1为变压器原边漏电感, Lσ2为变压器副边漏电感, Lm为变压器等效励磁电感, R1为变压器原边和滤波电感的等效电阻之和, R2为变压器副边的等效电阻, Rm为变压器等效励磁电阻。

在基波频率 (50 Hz) 下, 相对于滤波电抗ωL, 变压器的漏电抗及其等效电阻均可以忽略, 所以励磁电流与电网电压成正比;而相对于励磁电抗ωLm, 励磁电阻也可忽略, 所以励磁电流几乎为感性无功电流。当逆变桥的输出电流与电网电压相位相等时, 系统电压和电流的相量图如图3所示。

可以看出, 在电网电压一定时, 系统的无功电流相量为定值, 不随有功电流的大小变化。如果不进行补偿, 系统并网电流超前电网电压的角度θ与逆变器输出电流有效值Irms之间的关系如下式所示:

其中, Imrms为变压器折算到原边的励磁电流有效值。因此, 系统输出功率因数随着输出电流的减小而逐渐降低。

在dq0坐标系中, 取, 即可补偿变压器引起的感性无功, 使逆变器输送到电网的功率因数为1。由于励磁电流与电网电压成正比, 且额定电压下变压器的励磁电流有效值已由出厂试验获得。因此, 实际系统中q轴电流的设定值可由下式表示:

其中, Erms为电网相电压实际有效值, Ee为电网相电压额定有效值。

3 具有高功率因数的孤岛检测算法

3.1 负载相频特性曲线

在实际系统中, 本地负载的形式多种多样。为了便于分析, 可以将本地负载等效为电阻R、电容C和电感L并联的情况[17], 此时本地负载电流与电压的相位差和角频率的关系如下式所示:

其中, θL为电流超前电压的角度, ω为系统角频率。取负载的谐振角频率为ωg, 即ωgC=1/ (ωgL) ;品质因数。代入式 (4) 得:

其中, f和fg分别为对应于ω和ωg的频率。

当本地负载给定时, Qf和fg均为正实数的定值。因此负载电流超前电压的相角θL可以看作系统频率f的函数。将式 (5) 对f求一阶导数得:

我国电网实际频率为 (50±0.5) Hz, 因此当系统检测到电网频率超出[49.5, 50.5]Hz的范围时即可认为电网频率故障而停机。当本地负载功率不匹配时, 一旦系统进入孤岛状态, 本地系统与电网交换的有功和无功功率会发生突变, 从而引起并网点电压和频率的突变, 导致系统电压或频率偏移到检测阈值之外而引起保护动作。所以主动孤岛检测算法的主要功能是当系统由联网状态进入孤岛状态后, 电网电压和频率仍在正常范围内时, 如何控制系统频率偏离正常频率范围从而检测出孤岛状态。因此这里主要考察负载与逆变器输出功率匹配时的情况, 即fg的取值范围与电网正常频率范围重合。在控制中, 为了防止系统误动作, 通常频率的判断阈值会大于此范围, 取2倍裕量, 即所研究的频率范围和所考察的本地负载谐振频率范围均为[49, 51]Hz。

3.2 改进的SMS法设计

SMS法是通过构造逆变器输出的相位-频率曲线使其与负载固有的相位-频率曲线在正常频率范围内没有稳定的工作点, 而使系统在离网时的工作频率发散到检测阈值之外的一种主动孤岛检测方法。传统的SMS方法构造的相位-频率关系为:

其中, θSMS为逆变器输出电流超前公共点电压的角度, θm为SMS法的最大相移, f为公共点频率, fN为电网额定频率50 Hz, fm为产生最大相移时对应的系统频率。

根据IEEE标准[18], 要求Qf2.5时系统不存在盲区, 因此按照该方法设计在Qf2.5时不产生盲区的控制曲线, 取θm=π/36, fm=51 Hz, 如图4所示。当系统离网后, 因为在 (50, 0) 处有dθSMS/d f>dθL/d f, 所以该点不是系统的稳定工作点, 系统频率会向外发散, 收敛到区间[49.5, 50.5]Hz之外, 使频率保护动作[12,19]。

由于在该算法中, dθSMS/d f在f=50 Hz时为最大值, 所以正常运行时一旦系统检测到的电网频率略偏离额定值, 系统输出的功率因数就会有较大的下降。为此, 逆变器的相位-频率曲线需要重新构造, 通过降低额定频率点附近的dθSMS/d f使系统正常工作时能够输出更高的功率因数;同时为了保证孤岛检测的速度, 所设计的曲线斜率应随fN-f单调增加。因此, 将SMS算法曲线设计为二次曲线:

其中, a和b为待定系数。将式 (8) 求一阶导数得:

该曲线在额定频率点斜率最小, 且斜率与fN-f成正比。根据系统稳定性判据, 若对任意f[49, 51]Hz均有dθSMS/d f≥dθL/d f, 则系统在该区间内不存在稳定工作点, 即一旦失去电网支撑, 系统频率会发散到检测阈值之外而引发保护动作。所以, a、b的取值应满足:

仍以Qf2.5时系统不存在盲区为标准, 又因为在考察范围内0 (f/fg-fg/f) 20.006 4, 所以当Qf2.5时, dθL/d f随Qf单调递增, 即如果Qf=2.5时式 (10) 成立, 则对于任意Qf2.5式 (10) 均成立。因此, 取Qf=2.5。设计a=0.1, b=0.1, 可以证明当49 Hzf51 Hz, 49 Hzfg51 Hz, fN=50 Hz, Qf=2.5时, 式 (10) 成立, 即系统不存在稳定的工作点, 该算法曲线如图4所示。如果负载的品质因数Qf2.5, 当系统离网时, 频率的轻微扰动便会形成正反馈, 使系统相位和频率向外发散且没有稳定的工作点, 直到偏离正常频率范围而检测出孤岛状态。同时, 当实际电网频率在 (50±0.3) Hz范围内正常运行时, 与传统SMS算法相比, 改进后的方法具有更高的功率因数。

如果负载的品质因数Qf>2.5, 以图4中负载曲线Qf=4为例, 当负载匹配时, 对于改进前后的2种算法系统在50 Hz处均为稳定工作点, 即系统存在盲区, 需要重新设计a、b、θm和fm的值。

4 仿真与实验结果分析

本文的实验全部基于一台12 k W的三相光伏并网逆变器, 其主要参数如表1所示。在仿真中也采用相同的参数。

4.1 单位功率因数控制效果

采用传统控制策略, 在电网电压为额定值 (Ulrms=400 V) 时, 测量得到不同输出电流情况下并网电流基波与电网相电压基波之间的相位差和功率因数如表2所示 (表中, I为标幺值) 。根据第2节的分析, 对表中数据进行拟合。拟合公式为:

其中, θ为输出电流超前电压的角度, I为输出电流的有效值, c和d为待定系数。

拟合结果为:c=0, d=2.259。误差的平方和为3.49910-4。这表明光伏系统实际消耗的感性无功电流为2.259 A, 与变压器出厂实验给出的励磁电流有效值为2.27 A非常接近。

取2代入原控制算法, 得到算法改进后系统输出的功率因数如表2所示。可以看到, 算法改进后系统功率因数有了较大提高, 特别是系统在50%额定功率以下运行时效果更为明显。

4.2 改进的孤岛检测算法性能分析

根据IEEE标准, 当本地负载品质因数小于等于2.5时不能出现检测盲区, 因此设计孤岛检测公式为:

系统仿真按照文献[18]中的标准实验进行, 电路如图5所示。为了便于调节本地负载消耗的功率与逆变器输出功率匹配, 仿真中采用恒定电压法代替最大功率点跟踪控制, 根据设计好的光伏阵列模型可以计算出系统稳态时的输出功率为10 k W, 同时取品质因数Qf=2.5。所以, 设计本地负载消耗的有功功率为10 k W, 感性无功功率和容性无功功率均为25 kvar, 电网频率为50 Hz。为了避免误动作, 系统频率检测阈值设为49.3 Hz和50.7 Hz。当系统稳定运行后, 将开关K断开, 419 ms后检测出孤岛故障。

采用传统孤岛检测算法重复上述仿真, 调整θm使其检测出盲区的时间与改进算法相同。此时传统算法的孤岛检测公式为:

令电网频率分别为49.7 Hz、49.8 Hz、50.2 Hz和50.3 Hz, 比较算法改进前后在系统正常运行时输出的功率因数, 结果如表3所示。可以看到, 正常运行时改进后的算法使系统具有更高的功率因数。

系统实验同样按照文献[18]中的标准实验进行, 实验电路如图5所示, 其中本地负载采用可编程负载, 通过调节内部的电阻、电感和电容实现负载有功功率、无功功率和品质因数的调节。为了避免误动作, 系统频率检测阈值仍设为49.3 Hz和50.7 Hz, 且当45 ms内连续检测出现故障时系统保护才进行动作。

首先在电网正常的情况下, 光伏逆变器正常工作, 发出有功功率7.2 k W, 无功功率0 kvar。调节本地负载使负载消耗有功功率为7.2 k W, 无功功率为0 kvar, 品质因数Qf为2.5。在t1时刻开关K断开, 系统进入孤岛状态, 实验波形如图6所示。其中f为公共点的频率, θ为逆变器控制输出电流超前公共点电压的角度, iA为逆变器输出电流波形, ig A为从公共点输入电网的电流波形。

离网后, 系统的频率和相位按照设计公式逐渐减小, 直到t2时刻检测出欠频故障。在t2到t3之间系统始终检测出欠频故障, 说明该故障并非误判断, 因此t3时刻系统保护动作, 切断逆变器的输出电流。t3时刻之后, 因为保护动作, 公共点电压降为零, 此时系统无法测出公共点的电压频率, 因此f和θ的波形出现不规则振荡。整个孤岛检测时间为629 ms, 符合相关标准[17,18]。

5 结论

高功率因数论文第11篇

关键词：用电企业；轻负载；功率因数；无功功率；配电网文献标识码：A

中图分类号：TM714 文章编号：1009-2374（2015）17-0151-02 DOI：10.13535/j.cnki.11-4406/n.2015.17.076

近年来，随着用电企业配电网规模的不断扩大，一些企业出现了配电网轻负载时功率因数降低的现象，有些企业功率因数甚至低于电业局的考核标准，遭到了电业局的处罚，给企业造成了不小损失。然而，电力系统无功功率过剩，可能会导致配电网系统运行电压水平较高，再加上上级电网负载较轻时供电电压水平本身偏高，双重因素叠加对设备的各项性能产生不利影响，甚至还可能击穿企业配电网绝缘薄弱点，造成电网波动、设备停电、设备使用寿命缩短或损坏，影响电网的安全性及可靠性。因此，为减少企业经济损失及提高企业配电网设备的安全性与可靠性，应当分析配电网无功功率过剩的具体原因并探索解决措施。

1 无功剩余原因分析

1.1 采用大量电缆

电缆线路有占地面积小、供电较可靠、触电几率小、运行维护方便、美化企业等优点，很多企业配电网都采用了大量电缆线路。很多用电企业在运行中发现，配电网中并未投入任何容性无功功率补偿装置，也无任何大功率容性负载，但是系统中无功功率依然过剩，造成系统功率因数偏低。在这种情况下，有些企业运行人员不对功率因数降低原因加以仔细探究，不对此时系统负荷性质进行详细分析，盲目采取投入容性无功功率补偿装置的措施，进一步降低了系统功率因数，同时增加了配电网运行风险。这种现象可能是由于用电企业配电网中采用了大量的电缆线路造成的，这些电缆总长度少则几十公里、多则几百公里，而且电缆线路对地电容及相间电容比较大，充当了系统的无功功率电源，当轻负载时，系统无功负荷减少，不能完全消耗电缆线路等效电容发出的无功功率造成无功功率过剩，最后向电业局反送无功功率，降低了企业配电网的功率因数。

1.2 无功补偿装置未及时切除

当配电网感性负载较重时，企业配电网可能已经投入了容性无功功率补偿装置，如并联电容器，但是当感性负载减轻时，并未及时退出容性无功功率补偿装置，如果此时形成了过度补偿，也会导致系统无功电源过剩，导致系统功率因数降低。过度补偿还可能造成电压升高，由于电容无功功率输出容量随电压的升高而增大，会进一步加深过度补偿程度，最终可能造成用户设备损坏、不能正常运行或影响设备使用寿命。

1.3 变频器运行模式

近年来随着变频技术的不断发展，变频技术被广泛用于机床、电梯、空调、风机、泵类等负载。较之传统的交流拖动系统，通过变频器进行交流电动机速度调节有一系列优点，比如节能，实现对现有电动机的速度调节非常方便，能够在大范围内进行高效平滑速度调节，电动机的正反转控制更易实现，能够较高频率地对电动机进行启停运转，能够实现电气制动，电动机高速驱动也能实现，能够在多种工作环境下进行工作，能够使用一台变频器对多台电动机进行速度调整。有些企业为了节能，未进行充分调查研究，使用了大量的变频器，但是对变频器的工作模式却不甚了解，选用了不匹配的变频器，给系统造成了不良后果。图1是变频器的一般原理图，从图中可以看出，变频器直流中间电路主要元件为大容量的电解电容，如果使用不当，极有可能让该电容向系统反送无功功率，造成系统无功功率过剩，最终致使系统功率因数降低。

2 对策探讨

第一，当配电网感性负载较轻时，可以考虑不退出空载或轻载的吸收感性无功功率的设备，如变压器、异步电机等。甚至可以考虑将负荷较重的设备，由备用设备分担，以消化系统多余无功功率，当然也要加强系统无功功率剩余量的监视，不要造成系统无功功率不足，无功功率不足会导致系统运行电压水平降低，增加线路损耗，影响系统稳定性及经济性。因此，增加投入消耗无功功率设备时，应加强剩余无功功率的监视，当系统功率因数为感性且符合电业局考核标准时，应停止投入。在确保供电可靠性的情况下，配电网轻负载时，可以将某些备用电缆线路停用，减少系统无功功率电源。

第二，变频器企业可以考虑在变频器内设置无功功率自动调节装置，当变频器向系统反送无功功率时，就地自动进行补偿。企业用户在考虑使用变频器时，应当进行充分的调查研究，不是所有电机类设备都有必要使用变频器，使用不当不仅不能节能，而且可能影响设备的运行性能，产生高次谐波引起电压波形畸变，对通信系统产生干扰，引起电动机振动和发热。如果确有必要使用变频器时要与厂家进行充分沟通，如果变频器用量较大，可以考虑要求变频器厂家根据本企业实际情况设计专用变频器，不管采用何种变频器，企业用户应当了解变频器各种工作模式，加强对运行维护人员的培训，确保配电网负载较轻时，不向系统反送无功功率。

第三，用电企业可在无功功率反送严重的节点配备无功功率自动调节装置，轻负载时对系统多余的无功功率进行补偿。对电缆线路特别多的企业，可以在企业主变电站集中分组配置并联电抗器等补偿设备。采用并联电抗器进行补偿，一般通过度补偿度来确定补偿容量，补偿度一般取40%～80%。补偿度KB=QL/QC（QL为并联电抗器容量，QC电缆充电功率）。在变电站投运初期负载较少，是并联电抗器需要量最大的时期，决定了变电站应安装并联电抗器的总容量。静止无功补偿器（SVC）是一种可以控制无功功率的补偿装置，可进行连续感性和容性无功功率调节，可以根据系统实时无功功率变化情况进行补偿，但是成本较高。对于无功负荷变化较快的企业，如果需要频繁投切补偿装置，通过经济技术比较，也可以考虑采用静止无功补偿器或静止无功发

生器。

第四，电缆线路的等效电容随着电缆横切面积的增大而增大。因此，企业在选用配电电缆的时候，应当根据实际情况采用满足需要的电缆。有些企业为了留有足够的备用容量，电缆横切面积往往选得比较大，超出实际需求较多，不仅增加了企业成本支出，浪费了金属资源，而且对系统无功平衡也造成了影响。

3 结语

企业配电网的无功功率平衡问题，要从规划设计开始就要进行充分准确的调查研究。企业选用无功功率补偿装置时，应考虑包括后期可预见扩建工程在内的电缆配电线路的自身电容以及系统中的其他容性负荷，并结合以往运行经验，配置合理的无功功率补偿容量，对于大量采用电缆线路及变频器的用电企业，应考虑配备适当容量的感性无功功率补偿设备。用电企业规划设计变电站时，不仅要考虑系统配备足够的无功功率备用容量，同时也要根据企业运行情况，防止配电网多余无功功率反送至电业局，给企业造成不必要的经济损失和带来一些安全隐患。新建工程中，应当充分注意保留无功功率补偿设备的扩展空间，特别是吸收多余无功功率的设备，以免后期运行中发现问题时，难以进行扩展造成不便及经济损失。企业选用配电电缆时，应当对实际需求进行充分调查分析，尽量根据实际需要进行选择，不要盲目选择大横切面积电缆，给后期系统无功功率平衡造成不便。企业配电网选用其他新产品、新设备时，特别是大规模投入某种设备时，应对其各种参数进行仔细分析，必要时进行相关测试，确保新产品新设备产生或消耗的无功功率在配电系统的可控可调范围内。

参考文献

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[2] 吴正芳.浅谈配电网无功过补偿的管理[J].浙江电力，2009，（3）.

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[5] 35～220kV变电站无功补偿装置设计技术规定（DLT 5242-2010）[S].北京：中国电力出版社，2010.

作者简介：张宗寿（1970-），男，四川成都人，四川省机场集团有限公司电气工程师，研究方向：电气。

电网功率因数提升路径探索第12篇

关键词：电网系统,功率因数提升,补偿措施

随着社会经济的高速发展, 在整个国民经济中, 电能已经占据着不可替代的作用。为了保证社会经济以及普通居民的正常生活, 这就需要一个供电效率高、可靠性强、具有极强安全性的电网系统。电网系统除了产生有功功率之外, 由于电力输送的需要, 电网中存在着大量的变压器、电磁开关以及感应电动机等, 会产生大量的无功功率。无功功率的普遍存在, 一方面降低了电网输送电力的效率, 另一方面, 造成了发电以及输电设备能力过剩, 造成大量的电能浪费, 同时还埋下了安全隐患。

综上所述, 为了应对上面的一系列问题, 国家电力部门制定了一系列的规定, 包括:惩罚输电功率因数低于规定标准的用电企业, 奖励用电功率因数达到或者超过标准的企业。这一系列的措施对提高电网的功率因数起到了极大的促进作用, 同时对于用电效率的提升、保证电网安全、消除隐患都有积极的意义。

但是, 我国的电网功率因数的提高还有很多的不足, 如在建或者已经投产的企业, 在进行电网功率因数调整设计的时候, 大多只是将目光集中在人工补偿方面, 而对于电气设备自身的一些因素的影响往往缺乏足够的重视。更重要的是人工补偿电容有一个很明显的缺点, 那就是其调整变化远远之后于系统以及负载的变化, 不能及时的做出效应的变化, 效果不是很理想。因此可以考虑从以下几个方面提高电网功率因数。

1 深刻认识提高电网功率因数的重大意义

对于提高电网功率因数的重要意义, 大部分企业用户都缺乏深刻的理解, 往往认为这是电力部门的强加给企业的要求, 只是被动的执行, 其实提高电网的功率因数不仅仅对于电网系统有好处, 对于企业来说也有很大益处, 主要表现在以下几个方面:

第一, 无功功率的供给随着用户功率因数的提高而不断的下降, 在设备条件相同的情况下, 就会增加电力系统输出的有功功率。反之, 如果功率因数降低, 电力系统的无功功率就会增加, 同时还要输出一定的有功功率, 这样电网系统就承担着巨大的负荷, 一旦过载, 容易产生事故, 影响整个电网的安全运行。

第二, 根据电学的相关理论, 当输电线路的有功功率和输电线路中的电压相一致的时候, 那么线路的耗损与功率因数的平方成反比, 因此, 提高电网功率因数, 可以极大的降低输电过程中的线路损耗。根据统计资料显示, 目前国内发电总量的大约百分之七都在输送线路中耗损掉了, 电能的利用率不高。试想, 将现有的电网功率因数提高20个百分点, 那么电网中将会减少30%的三相有功损耗。所以提高功率因数对于远距离、大量供电的用户来说优势十分明显, 节约了大量的电能, 降低了用户的电费支出。

第三, 提高电网功率因数可以极大的降低发电成本。前面已经说明, 电网功率因数的提高, 可以降低输电过程中的线损, 有功电能的生产和供给将会大大提高, 也就降低了发电成本。

第四, 提高电网的功率因数, 可以将电压损失降低, 提高输电效率。输电网络电流由于功率因数的提高而不断减小, 功耗随之减小, 整个电网的电压损失降低, 末端设备的电源质量获得提升。

2 电网功率因数提升路径

2.1 电气设备自身因素

在企业中, 存在大量的电磁开关、感应电动机以及变压器, 这些设备作为主要的用电设备都是感性负载, 产生的都是无功功率, 因此, 对于电器设备自身因素对功率因数的影响应该有一个重视的态度。因此, 要提高电网功率因数, 电气设备自身的一些因素不可避免。

2.1.1 正确选择电气设备

以生产要求的负荷为前提, 尽可能选择磁路体积小的电气设备, 例如, 高效电动机、节能变压器等。使用容量合适的变压器和电动机, 尽可能实现设备的满载运行。因为在非满载状态下运行有功功率的输出降低, 但是激磁无功与漏磁无功之和与有功之比仍然是增加的。

2.1.2 电气设备要运行合理

尽量保证电气设备满载运行。对于感应电动机来说, 如果负荷不高于40%, 可以采用小容量的电机替代其运行, 保证其运行稳定, 或者通过星接法来实现激磁功率的降低。应该使用容量较小的变压器替换低于额定容量超过30%的变压器, 或者对其负荷进行相应的调整。对企业的生产过程进行科学规划, 尽量保证电器设备的满载运行, 在对设备进行维护检修时, 应该参照电机的电磁特性, 以免破坏原本的功率因数。积极采用新技术, 引进先进设备, 促进设备的更新换代。

2.2 人工补偿要注重方案优化

在电网结构发生改变时, 要及时调整人工补偿。如果通过对电气设备控制无法达到0.9的功率因数的情况下, 可以考虑采用人工补偿的方法。人工补偿大多使用并联电容器的方法, 这是由于电容器具有一系列的优势。可以采用分散或者集中的方式对电网高压或者低压侧进行人工补偿。集中补偿比较方便维护和管理, 因此受到很多企业的欢迎。至于什么时候选用分散补偿, 要根据实际情况进行方案的优化选择。

2.2.1 要实事求是的灵活选择人工补偿方案。

采用多极化的方式配置补偿电容, 补偿电容的投入量要根据负载的改变而进行及时的调整。也就是0.9的功率因数只需要一组补偿电容。

2.2.2 首先对电网的网络结线方式以及

负荷的分布情况进行考察, 然后制定相应的补偿方案。高压集中补偿一般不适合用于负荷比较分散的干线分支式电网。为了降低低压侧的线路耗损可以选择低压分组分散的方式进行补偿。高压侧集中补偿比较适合用于输电线路相对较近、负荷集中的放射式电网, 这样可以降低成本且维护起来也比较便利。

2.2.3 补偿设施要随电网结构方式变化, 及时改造。

随着企业用户的改扩建等, 网络负荷分布发生变化, 原有的放射式网络可能衍变为干线式, 或原有干线式衍变为放射式乃至二者的结合式。原有补偿配置不进行改造或只粗略地改动, 是不能保证有效补偿的。如鸡西市育新煤矿初期由一条10kv专线供电, 属终端放射式结线, 补偿电容设置于矿区配电所, 高压集中补偿, 基本合理。后期, 随着该矿的改扩建, 这条专线中途增加了三个分支负荷组, 整个网络负荷增加2倍, 而矿区配电所内补偿电容只是增投了一组备用电容器, 仍处于末端补偿, 这种状态的补偿是不合理的, 因为网络前端分支负荷的无功无法检测及补偿, 且存在着线损。后经重新计算调整, 将末端集中补偿改造为高压侧分组分散补偿, 即在分支负荷组进行相应电容补偿, 并采用了自动补偿控制技术, 使每个分支回路的功率因数达到0.9以上, 年节约资金近3万元, 经测算三年内可收回补偿改造费用。

3 总结

综上所述, 提高电网功率因数应在思想上提高认识, 注重经济实效的原则, 实际工作中要挖掘设备潜力, 补偿控制反应灵活及时有效, 保证电力网络安全运行, 节能降耗, 促进社会经济的发展

参考文献

[1]薛宝章.功率因数校正电路设计[J].安徽电子信息职业技术学院学报, 2006, (05) .

[2]吴健.改善功率因数的必要性与方法[J].长春理工大学学报 (高教版) , 2007, (04) .