超宽带信道范文-盘古文库

超宽带信道范文

来源：漫步者

作者：开心麻花

2025-10-11

超宽带信道范文（精选8篇）

超宽带信道第1篇

近年来,超宽带无线技术以其传输速率高、抗多径干扰能力强、低损耗以及设备简单等优点成为短距离无线通信极具竞争力和发展前景的技术之一。UWB信道不同于一般的无线衰落信道。它的可分离的不同多径到达时间之差可短至ns级;从频域上看,它的脉冲横跨了几GHz的频域范围,所经历的频率选择性衰落要比一般的窄带信号严重的多;从时域上看,会导致接收波形的严重失真,而且时延扩展极大。因此,建立一个可以表征信道传播特性的精确信道模型是进行UWB无线通信系统设计和系统性能评估的先决条件。

自FCC 2002年批准了超宽带技术可以用于民用领域,世界许多著名的大公司、研究机构、标准化组织都积极投入到超宽带技术的研究、开发和标准化工作之中。为评估超宽带通信方案的性能和开展各种标准化工作,需要根据其具体的应用环境建立精确的信道模型。然而,无线信道环境非常复杂,以及超宽带技术特殊性,如脉冲持续时间纳秒级等,建立精确的信道模型非常困难。

1 超宽带室内多径信道模型

UWB通信系统的信道测量和建模[7,8]是最近几年的研究热点。UWB室内多径信道模型主要描述UWB信号经短距离传输后经多个路径以微小的时间间隔到达接收天线的传播特性,由于其能清晰地描述接收信号能量在短时间内的快速变化,则对传输技术的选择和接收机的设计至关重要。目前普遍认可的UWB室内传输特性描述的较好的是基于分族方式的S-V模型。该模型首先由Turin于1972年提出,后来Saleh和Valenzuela在对宽带信号的研究中提出了进一步的信道模型,得到了普遍认可,即S-V模型。描述如下:多径信号不是按着固定的速率均匀到达接收机,而是以族的形式到达。族和族内多径的到达时间服从泊松随机过程分布。先后到达的多径信号增益统计独立,多径信号的平均功率随族和族内多径呈双指数衰减,其幅度呈瑞利分布。相位在[0,2π]内均匀分布。但是,在与实测数据的拟合中发现,S-V模型可以很好的拟合NLOS环境下实测数据,但不能很好的拟合LOS环境下实测数据。

相对于传统的无线信道模型,UWB的信道产生新的特征。在每个可分辨的延迟时间内,只有极少的多径成分重叠,因此中心极限定理不再适用,幅度衰落统计不再表现为Rayleigh衰落特征。因此IEEE802.15.3工作组建议的信道模型利用Log-normal分布而不是Rayleigh分布来描述多径增益幅度,相位是等概率的取0或π。

IEEE802.15.3a信道模型的离散时间信道冲击响应:

$h_{i} (t) = X_{i} \sum_{l = 0}^{L} \sum_{k = 0}^{Κ} α_{k, l}^{i} δ (t - Τ_{l}^{i} - τ_{k, l}^{i})$ , (1)

式中,α $_{k, l}^{i}$ 是多径增益系数;T $_{l}^{i}$ 是第l簇的延迟时间;τik,l是第k条多径分量相对于第l簇到达时间的延迟。Xi表示阴影效应的对数正态分布,i指第i实现。

信道模型的仿真输入参数:

Λ:簇到达率;

λ:径到达率;

Γ:簇衰减因子;

γ:径衰减因子;

σ1:簇对数正态衰减项的标准差;

σ2:径对数正态衰减项的标准差;

σ:总的多径实现的对数阴影衰减项的标准差。

基于发射机和接收机的平均距离和是否LOS环境,IEEE802.15.3a给出了4种不同的实测信道:

CM-1:LOS(0-4m);CM-2:NLOS(0-4m);

CM-3:NLOS(4-10m);CM-4:NLOS(4-10m),代表了极端的NLOS多径信道环境。

图1和图2分别是在Matlab6.5仿真CM-1信道环境(3 m)的离散时间冲击响应和功率延迟分布。

S-V模型和IEEE802.15.3a模型是一个适合仿真研究使用的完整的多径模型,但在实际应用中存在如下不足:首先,其能够精确的反应室内NLOS环境的传播规律,但室内LOS环境的性能不足;其次,模型输入参数获取困难的问题;再次,利用该模型生成的信道冲击响应中可能存在与实测数据不符的过多的随机到达的族。

2 超宽带室内LOS信道模型研究

许多文献指出,超宽带室内传播是按簇形式到达,簇的到达时间是服从泊松分布,簇内多径的到达时间也是服从泊松分布,簇的个数M=2;3;4是等概率的。后续大量室内信道测量数据表明[3,4,5],在室内LOS环境下,一般只有2个族,即使有第3个族,它的功率增益也是特别的小,对整个信号能量没有太大的影响,因此,在室内LOS环境下,把簇的个数定为2个,能更好地符合信号传播规律。

超宽带室内LOS传播具有下述特点[6]:确定性,即直射多径信号一定最先到达接收天线;规律性,即较早到达接收天线的多径信号在信道中经历了较少的能量损耗。通过对南加州大学的实验数据的分析认为:① 第1簇的首径增益可以用自由空间的路径损耗近似得到;② 第2簇的首径可由室内各墙体的一次反射信号确定。由此提出一种具有2个确定的簇、每个簇内具有随机到达的多径射线的超宽带室内LOS环境信道模型。即第1个簇是由收发信机的相对位置确定,第2簇为经室内6个主要反射面(天板、地板、四壁)一次反射较早到达接收机的多径射线。每个簇内的后续多径射线的到达时间为具有固定到达率的泊松过程,其多径增益服从对数正态分布。相位分布是等概率的取0或π。

新两族模型的离散时间信道冲击响应:

$h_{i} (t) = X_{i} \sum_{k = 0}^{Κ} α_{k, 1}^{i} δ (t - Τ_{1}^{i} - τ_{k, 1}^{i}) + X_{i} \sum_{k = 0}^{Κ} α_{k, 2}^{i} δ (t - Τ_{2}^{i} - τ_{k, 2}^{i})$ , (2)

式中,α $_{k, l}^{i}$ 为多径增益系数;τ $_{k, l}^{i}$ 为第k条多径分量相对于第l簇到达时间的延迟;Xi为阴影效应的对数正态分布;k为各个族内多径的条数;i指第i实现。

图3和图4分别是在Matlab6.5仿真新两族模型室内LOS环境(3 m)的离散时间冲击响应和功率延迟分布。

3 新模型与IEEE802.15.3a模型性能比较

图1和图3是在同一室内LOS环境下仿真的IEEE802.15.3a模型和新两族模型的离散时间冲击响应。可以发现,图1比图3的信号衰减缓慢。通过上面分析室内LOS环境信号传播规律表明,信号衰减应该很快,所以新两族模型比IEEE802.15.3a模型更能反映室内LOS环境信号传播规律。图2和图4是这2个模型的PDP,可以看出0～5 ns是功率较大的第1族,5～15 ns是功率次大的第2族,15 ns以后的就是信道持续时间功率非常小的多径分量,2个模型的PDP基本一致。新模型与IEEE模型的模型输出参数与实测数据比较如表1所示。

平均附加时延τm是信道冲击响应功率延迟分布的一阶矩,它描述了多径信号的离散程度。RMS时延扩展τrms是信道冲击响应功率延迟分布的二阶矩,它描述了附加时延的标准差。这2个参数是多径测量的重要参数,对于UWB系统设计中数据传输速率和接收机设计具有重大意义。可以发现,新两族模型与IEEE802.15.3a信道模型相比,τm减少0.7 ns,τrms减少0.2 ns,更加接近实测数据。

4 结束语

主要分析了室内LOS环境下信号传播规律,多径分量成簇到达。仿真分析了IEEE802.15.3a信道模型,此模型中簇的出现个数M=2,3,4是等概率出现的,存在模型代表的类型不完整,即在NLOS环境下,能很好的拟合实测数据,但在室内LOS环境下却不能很好地拟合。在室内LOS环境下,提出把簇的个数定义为2个,建立了新两族模型。通过模型仿真,并与IEEE802.15.3a信道模型进行比较,结合南加州大学的室内实测数据进行拟合,发现新模型在不改变其他信道参数的情况下,能减少平均附加时延τm(0.7ns)和RMS时延扩展τrms(0.2ns) ,更加接近实测数据,同时对UWB系统设计时提高数据速率,物理层方案和接收机设计具有重大参考价值。

参考文献

[1]LIU K,SHEN X,ZHANG R,et al.Performance analysis ofdistributed reservation protocol for UWB-based WPAN[J].IEEETransactions on Vehicular Technology,2009,58(2):902-913.

[2]CHONG C,YONG S.UWB direct chaotic communicationtechnology for low rate WPAN applications[J].IEEE Transactionson Vehicular Technology,2008,57(3):1527-1536.

[3]WANG YANG,XU Hong-guang,ZHANG Qin-yu,et al.UWBchannel modeling for indoor Line-of-Sight Environment[J].Journal of Harbin Institute of Technology,2007,14(6):866-870.

[4]WANG YANG,ZHANG Nai-tong,ZHAGN Qin-yu,et al.Characterizing ultra-wide band indoor line-of-site wireless channel[J].Journal of System Engineering and Electronics,2007,18(4):673-678.

[5]WANG YANG,ZHANG JIE,ZHANG Qin-yu,et al.Evaluation ofan ultra-wide bandwidth wireless indoor non-line-of sightchannels[J].Wireless Communication and Mobile Computing,2009(9):169-179.

[6]汪洋,张乃通,唐,等.UWB室内视距环境多径传播模型[J].通信学报,2006,26(10):24-28.

[7]彭丽,孙彦景,钱建生,等.超宽带室内修正S-V信道模型的仿真与分析[J].计算机工程与设计,2009,30(3):582-585.

超宽带天线的研究与设计第2篇

李庆娅李晰唐鸿燊

摘要：本文设计了一款差分微带超宽带天线，通过改变馈线和尺寸和接地板上缝隙的半径,优化了天线的性能，所实现的天线带宽为11.5 GHz，且有较好的辐射特性。在此基础上，通过在两贴片上对称地开槽，得到了在5 GHz处有陷波特性的超宽带天线。关键词：超宽带天线；差分天线；带阻特性

Research and Design of Ultra-wideband Microstrip Antenna

Li Qing-Ya, Li Xi, Tang Hong-Shen Abstract: In this paper, a differential microstrip ultra-wideband antenna is designed.It is optimized by changing dimensions of feeding line and radius of slot in the ground.The simulated and measured results show that the frequency bands of antenna is 11.5 GHz.Also, it has good radiation characteristics.Based on this, by etching the slot in the patch symmetrically, the ultra-wideband antenna with band-notch characteristics at 5 GHz is achieved.Key words: Ultra-wideband antenna;differential antenna;band-notch characteristics 引言

近几年,随着超宽带(UWB)通信技术的快速发展，对应用于短距离无线通信系统中的天线提出了更高的要求，不仅要求天线尺寸小、剖面低、价格便宜，易于加工并可集成到无线电设备内部，同时，还要求天线阻抗带宽足够宽，以便覆盖整个UWB频段。美国联邦通信委员会(FCC)规定UWB信号的频段为3.1 GHz-10.6 GHz。这个通信频段中还存在划分给其他通信系统的频段，如5.15 GHz到5.35 GHz的IEEE802.11a和5.75 GHz到5.85 GHz的Hiper-LAN/2。

在接地板上开缝是实现超宽带天线的方法之一，常见的缝隙形状如倒锥形[1]、矩形、半圆形、梯形[2]等。文献[2]中仿真优化并制作了一个小型化超宽带微带天线，在整个工作频段2.15-13.47 GHz内，该天线的回波损耗均在-10 dB以下，增益基本稳定在3~6 dB之间，并具有比较稳定的辐射特性。在超宽带天线的基础上通过在辐射贴片上开槽实现带阻特性，槽的形状有L形[3]、矩形[4]、E形[5]等，文献[5]提出了一种新型的具有双阻带特性的超宽带天线，制作出实物并验证了天线的超宽带和陷波特性，即在中心频率3.75 GHz和5.5 GHz附近的频带范围内具有良好的陷波特性。

本文首先设计了超宽带天线，研究了天线的回波损耗S11和辐射特性与天线环形接地板尺寸的关系，改善了天线的带宽。在此基础上，通过改变贴片和微带线的尺寸。并利用折合形开槽技术在贴片上开槽，有效实现阻带。2 天线设计

本文设计天线结构如图1所示。图1(a)中天线的辐射贴片，位于介质基板的上表面，图1(b)是刻蚀了圆形缝隙的地，位于介质基板的下表面；天线采用介质为RogerS RT/duroid 6006，相对介电常数为6.15，厚为0.5mm的介质基板，尺寸为 29.6 mm×33.6 mm；馈电部分为50欧的微带线。

(a)正面结构

(b)反面结构

图1 天线平面结构示意图仿真结果

天线的设计尺寸为p2l=5.3 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.23 mm、cr=13.4 mm。采用三维电磁仿真软件HFSS对所设计天线进行仿真，结果表明cr、p2l和p1x对天线的带宽影响较大。图2-4给出了这些参数变化时，天线的反射系数。当研究天线的某一尺寸与天线特性的关系时，保持其他尺寸不变。

图2给出了不同cr值时天线S11的仿真结果，可以看出工作频率的最小值fmin随cr的增加而增加，由2.5 GHz增加到3 GHz；工作频率的最大值fmax随cr的增加而减小，由13 GHz减小到11.8 GHz。当cr=13.0 mm时，带宽最大，为2.5-13 GHz，实现超宽带10.5 GHz。

图3给出了不同p2l值时天线S11的仿真结果，可以看出改变p2l的值对7 GHz处的S11值有明显改善作用。当p2l=5.0 mm时，7 GHz处的S11值变化明显由原先的-11.334 dB下降到-37.6264 dB。

图4给出了不同p1x值时天线S11的仿真结果，可以看出改变p1x对7 GHz处的S11值有明显改善，且当p1x=0.20 mm时，7 GHz附近的S11在-10 dB以下，并且带宽最大，达到2.68~12.63 GHz。

0-5fmin0-5-10-10S11(dB)S11(dB)fmax-15-20-25-30-35-4012-15-20-25-302345 cr=13.0mm p2l=4.0mm p2l=5.0mm p2l=5.3mm p2l=6.0mm*** cr=13.4mm cr=13.8mm cr=14.0mm67891011121314Frequency(GHz)Frequency(GHz)

图2不同cr时天线的S1图3不同p2l时S11与频率的关系

0plx=0.20mm-5plx=0.24mmplx=0.28mm42Gain(dBi)S11(dB)-10plx=0.30mm0-2-4-***89Frequency(GHz)10111213-62468101214Frequency(GHz)

图4不同p1x时S11与频率的关系图

图5增益图

4测试结果

根据前面的研究结果实现的天线如图6所示，天线的尺寸为p2l=5.0 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.20 mm、cr=13.4 mm，使用Agilent公司的网络分析仪N5221测量了天线的S参数，结果如图7所示。对比图2中cr=13.4 mm和图7可知，天线测量结果与仿真基本一致，尤其在在6 GHz-13 GHz处较为吻合。天线的方向图和增益如图8-10所示。图8给出了天线增益，在3-8GHz，增益都大于3dB，最大值为4.11dB，而在3-12GHz，增益较低，尤其在11GHz时，只有-6dB。图9-10给出了天线在5GHz处的方向图，可以看出，天线在H面为全向辐射，在E面方向图为8字形，在其他频段的方向图与5GHz处的基本相同。对于实测与仿真结果的差距，可以通过提高加工精度和改进测量技术来得到改善。

(a)正面结构

(b)反面结构

图6 天线实物图

50-5S11(dB)0-5Gain(dBi)-10-15-20-25-30-10-15-20-354812Frequency(GHz)16200246810121

4Frequency(GHz)

图7 实际天线回波损耗S1图8 增益图

00-20-40-60-80-60-40-200210***027090 033030 co-pol cross-pol 0-30-60-90-60-30024027033030 cross-pol co-pol300603006090 120210180150

图9 H面方向图

图10 E面方向图 5GHz处实现有阻带特性的超宽带天线

为了进一步增加5 GHz附近的S11，减小这个频段的辐射，实现有陷波特性的超宽带天线，在圆形贴片上加载多边形槽线，其结构如图11所示，槽线的总长度计算公式为

Lslotc/{2f[(r1)/2]1/2}

(1)其中c表示光速;f为槽线的谐振频率;εr为介质板的相对介电常数[5]。根据陷波频带的中心频率为5 GHz，由式(1)计算出槽线的长度为15.84 mm.图12给出了fl3对S11的影响，由图知，当fl3改变时，即槽线的总长度改变时，天线的陷波频段也随着变化，当fl3=1.5 mm时，5GHz处fl3最大并在-10 dB以上；此时的增益图如图13所示，可以看出，当f=5 GHz时，增益由原来的3.2dB降为-1.68451 dBi，在其他频段增益基本没变化。

图11 开槽的正面结构模型

0-5-10-15-20-25-300246 fl3=1mm fl3=0.5mm fl3=0.9mm fl3=1.5mm8101214642Gain(dBi)S11(dB)-2-4-6246810Frequency(GHz)1214

Frequency(GHz)0

图12不同fl3时S11与频率的关系图

图13 增益图结论

本文所设计的差分超宽带天线，实现了2.5~13 GHz的工作带宽，辐射特性良好。天线尺寸为：p2l=5.0 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.20 mm、cr=13.4 mm。利用折合形开槽技术在两贴片上分别对称开槽，在5GHz处实现了阻带特性。参考文献：

超宽带信道第3篇

UWB系统常用的调制方式是脉冲位置调制[1](Pulse Position Modulation),通过改变脉冲的位置来区别不同的数据。在此基础上,通过跳时(Time Hopping)方式,进行多址通信。在多址通信中,多址干扰(Multiple Access Interference)往往是影响系统误码率性能的最大因素。之前有一些文章对几种基本脉冲波形下的信道容量问题进行了研究[3,4]。在本文中,针对不同高斯脉冲波形下、多进制PPM调制的信道容量进行了分析计算,重点分析了适合FCC规定的脉冲波形的信道容量计算结果,并与其他的脉冲进行了比较。

1 UWB系统模型

这里对一个多用户的、跳时多进制PPM系统模型进行分析。Nu表示系统用户数,则第k个用户的发射信号形式为[3,4]:

$S^{k} (t) = \sum_{j = - \infty}^{\infty} A^{(k)} p (t - j Τ_{f} - c_{j}^{(k)} Τ_{c} - d_{j}^{(k)})$ , (1)

式中,p(t)表示UWB脉冲波形,脉冲宽度为 $Τ_{p}, A^{(k)} = \sqrt{E_{p}^{(k)}}$ 表示第k个用户的幅度,E $_{p}^{(k)}$ 表示脉冲能量,Tf表示每帧时间长度,c(k)j表示第k个用户的跳时序列,Tc表示跳时序列的单位时移,d $_{j}^{(k)}$ 表示第k个用户的数据调制时移,d $_{j}^{(k)}$ ∈{δ1,δ2,,δM},这里假设δ1=0,δ1<δ2<<δM<Tf。对于固定的Tf来说,符号率为Rs=1/(NpTf),Np为表示一个符号的脉冲数。符号持续时间为Ts=NpTf,因此,扩展比定义为β=Tf/Tp。

为了简化,且不失一般性,这里假设每个符号只用一个脉冲传输,即Np=1,因此Ts=Tf,每个符号的能量等于每个脉冲的能量,Es=Ep。

对于所有的用户来说,其接收信号为:

$R (t) = \sum_{k = 1}^{Ν_{u}} S^{(k)} (t - τ^{(k)}) + n (t)$ , (2)

式中,τ(k)为第k个用户的时延,n(t)表示零均值高斯白噪声,功率谱密度为N0/2。

这里假设用户k=1的信号是希望接收的信号。单用户的最佳接收机M进制的脉冲相关接收机,后面有一个判决器。这里假设用户k=1的信号已经很好的同步了,即τ(1)已知,而且,在接收端,跳时序列c $_{j}^{(1)}$ 也是已知的。对于用户k=1来说,M进制的脉冲相关接收机包含M个滤波器,与其匹配的基本函数为φ $_{i}^{(1)}$ (t)定义为:

φ $_{i}^{(1)}$ (t)=p(t-δi-τ(1)),i=1,,M。 (3)

在抽样时间t=jTf,每个滤波器的输出为yi,i=1,,M,即:

yi=∫jTf (j-1)TfR(t)φ $_{i}^{(1)}$ (t-jTf-c $_{j}^{(1)}$ )dt; (4)

因此,yi的形式为:

式中,NI和N分别表示多址干扰(MAI)和高斯白噪声(AWGN),其形式为:

对于脉冲宽度为Tp的脉冲p(t),其相关h(Δ)定义为:

$h (Δ) = \int \begin{array}{l} Τ_{f} \\ 0 \end{array} p (t) p (t - Δ) d t$ ; (8)

因此,公式(6)中的MAI可简化为:

$Ν_{Μ A Ι} = \sum_{k = 2}^{Ν_{u}} A^{(k)} h (Δ)$ , (9)

式中,Δ表示用户1和用户k之间的时延差,表示为:

Δ=(c $_{j}^{(1)}$ -c $_{j}^{(k)}$ )Tc-(d $_{j}^{(1)}$ -d $_{j}^{(k)}$ )-(τ(1)-τ(k))。 (10)

这里假设跳时码是独立随机的,且对于所有的用户和所有帧来说,在Tf的时间间隔内均匀分布的;每个用户的数据也是均匀分布的;时延假设在帧时间间隔内为随机且独立同分布的均匀分布[3,4],基于以上假设,时延差Δ是在区间?Tf,Tf」上均匀分布的随机变量。

2 高斯波形分析

高斯脉冲系列是UWB系统中常用的波形,这些脉冲是由高斯函数求导得到的,高斯函数定义为:

p0=exp-2π(t/τp)2。 (11)

这里,图1和图2给出了高斯1、2、5、7阶导数函数的波形图及其自相关波形图。

3 多用户下信道容量分析

假设发射信号在第l个时隙,在同步良好的情况下,则信道时延τ1和跳时序列c(1)j为已知。严格来说,多址干扰(MAI)NMAI是非高斯的,但是在用户量较大以及功率控制较好的情况下,利用中心极限定理,可以将多址干扰(MAI)NMAI假设为高斯情况。因此,在AWGN的情况下,相关接收机的输出端每个符号的平均信噪比(SNR)为[3,4]:

$ρ_{Μ A Ι} = \frac{(A^{(1)})^{2}}{V a r (Ν_{Μ A Ι} + Ν)} = \frac{(A^{(1)})^{2}}{σ_{Μ A Ι}^{2} + V a r (Ν)}$ 。 (12)

将式(9)带入上式,在良好的功率控制情况下, $A^{(1)} = A^{(k)} = A = \sqrt{E_{p}}$ ,则上式化简为:

$ρ_{Μ A Ι} = \frac{(A^{(1)})^{2}}{\sum_{k = 2}^{Ν_{u}} A^{(k)} V a r (h (Δ)) + \frac{Ν_{0}}{2}} = \frac{ρ_{0}}{(Ν_{u} - 1) V a r (h (Δ)) ρ_{0} + 1}$ 。 (13)

式中,ρ0=2Ep/N0表示脉冲能量噪声比。

在计算单用户信道容量[2,5]的基础上,多用户信道容量表达式[3,4]为:

$C (ρ_{Μ A Ι}) = \log_{2} (Μ) - E_{V | X_{1}} \log_{2} {\sum_{m = 1}^{Μ} e x p [\sqrt{ρ_{Μ A Ι}} (v_{m} - v_{1})]}$ 。 (14)

式中,X1表示用户1传输的信息,随机变量vm,m=1,,M服从以下分布:

式中,N(μ,2σ2)表示均值为μ、方差为2σ2的高斯分布,这里应用蒙特卡罗方法(Monte-Carlo Method)对式(15)进行计算。

4 仿真分析

这里给出了不同脉冲的条件下多用户、多进制的信道容量仿真图。

图3给出了当信噪比SNR=15 dB、β=100时,不同脉冲情况下的信道容量计算结果。从图中可以看出,在不同进制的情况下,7阶高斯脉冲的信道容量最大,其次是5阶高斯脉冲,2阶高斯脉冲及1阶高斯脉冲,矩形脉冲的信道容量最小。通过分析发现,高斯系列脉冲的信道容量随着阶数的增加而增加,影响其计算值的原因是公式(14)中的Var(h(Δ))值不同,即不同的脉冲通过式(8)所计算出来的自相关函数,其方差值不同。图中只给出了矩形脉冲和4种高斯脉冲的,几种脉冲的自相关函数方差值结果如表1所示。

上式中的β=Tf/Tp,表示扩展比。从表1中可以看出,高斯导数系列脉冲的方差值都较为接近,且差别越来越小。从另一个角度考虑,如果设计或选择的脉冲其自相关函数方差较小,则其信道容量会较大,这个结论是从信道容量的角度考虑如何设计或选择脉冲。

对于不同的β值,计算不同脉冲下的信道容量,结果如图4所示。

图4是在SNR=15 dB、8-PPM的情况下得到的,由图中可以看出,信道容量随着值的增大而增大,β值对信道容量值影响较大。

5 结束语

本文对高斯系列脉冲在多用户、多进制调制情况下的信道容量进行了计算,重点是对符合FCC室内和室外频谱规定的脉冲进行了比较,可以看出,不同的脉冲波形对多用户情况下的信道容量具有一定的影响,主要原因是因为不同脉冲自相关的方差值不同,该结论对于分析不同脉冲性能及设计选择脉冲波形具有一定的参考意义。

摘要：针对多进制PPM调制UWB系统中的高斯系列脉冲,在多用户和高斯信道的情况下,对系统的信道容量进行了研究和分析,重点对符合FCC室内外频谱规定的两种脉冲进行了分析比较。仿真结果显示,不同的高斯脉冲对系统的信道容量具有一定的影响。在此基础上,给出了影响信道容量的主要因素。

关键词：UWB,高斯脉冲,信道容量,多用户

参考文献

[1] WIN M,SCHOLTZ R.Ultra-Wide Bandwidth Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-Access Communications[J].IEEE Trans On Comm,2000,48(4):679-691.

[2] ZHAO L,HAIMOVICH A M.Capacity of M-ary PPM ultra-wideband communications over AWGN channels[C]//IEEE Veh.Technol.Conf.,2001.10:1191-1195.

[3] ZHAO L,HAIMOVICH A M.The capacity of a UWB multiple-access communications system[C]//IEEE Int.Commun.Conf.,2002:1964-1968.

[4]MOHAMMED A H,FATIH Alag z,MATTI H m l inen,etal.On UWB Capacity with Respect to Different PulseWaveforms[C]//WOCN 2005.Second IFIP InternationalConference 2005.3:107-111.

一种改进的超宽带卡尔曼信道估计第4篇

超宽带通信以其高数据传输率、低功耗、抗多径衰落、易于数值化和与4G的关键技术OFDM的良好融合等优点,使其成为实现WPAN的最佳选择之一。在数字化无线家庭网络、数字化办公室、个人便携设备、军事等领域具有广阔的应用前景。超宽带技术在过去的十年内吸引了广泛的关注。文献[1-3]总结和深入探讨了UWB技术的抗多址性能和多径能力以及室内传播模型。

在MB-OFDM实现的超宽带无线通信系统中,使用相干解调技术提高解码性能,通常采用非盲信道估计获得信道信息[4]。在信道估计方面,过去的代表工作有:文献[5]提出了LS以及LMMSE算法对于OFDM实现的超宽带系统的信道估计理论方法。文献[6]提出了采用SVD进一步地简化LMMSE算法,使LMMSE算法在实际工程中可用。文献[7]提出了一种应对时变环境下的kalman信道估计算法。上面的方案中,基本假设基于信道是准静态的,这在实际UWB通信中是不可能实现的。本来就是在论文基础上在kalman滤波前面加入算法实现简单的多级LS估计。这样改变kalman滤波的初始条件,提高了kalman滤波的收敛速度,而且加入的LS估计对于kalman滤波的前期估计提供了良好的精度。

1 系统模型

在MB-OFDM的UWB系统中,信息传输是基于帧的。一个标准的MB-OFDM UWB帧结构如图1。

具体的,一个OFDM帧最前面是30个用于帧同步和定时的OFDM符号。其中前24个OFDM符号是帧同步序列,后6个是用于信道估计的训练序列;接着的是包含12个OFDM符号的帧头序列,表示该帧的结构信息;最后M个OFDM符号,表示要传输的信息

让我们来考虑设第n个OFDM符号频域内信号形式为:

其中表示第n个OFDM符号中第k个子载波的符号调制,由于在MB-OFDM超宽带中采用的是QPSK调制。

在低速率下(55.3Mb/s)的OFDM传输中,通过在相邻的两个OFDM符号传输的是同样的数据实现时域扩展。实际只发送了{6,7},{8,9},{10,11},{12,13},{14,15},{16,17}这6个OFDM信息。同样也运用频域扩展技术,使每个OFDM符号上子载波数据是共轭对称的,即。

2 改进的ka lma n信道估计算法

该算法分为两大部分,第一部分是采用训练序列和帧头序列进行多级LS的预估计;第二部分对前面的预估计结果进行卡尔曼滤波。

2.1 多级LS预估计过程

不失一般性的,设UWB信号传输采用的时频码为TFC=1,即信号在第一组子带上传输同样我们这里只估计子带1上频域响应,其它两个子带可以用同样的方法求得。

第一步:

子带1上传输的训练序列有2个,分别是第0和第3个OFDM符号,分别对这两个训练序列进行LS估计,并取平均,得到子带1上的信道频域响应,比同样的单个训练序列估计的均方误差MSE要降低一半[8]。

第二步:

对上面的估计进行频域平滑,得到平滑滤波后的信道频域响应

这里,平滑因子αh的选取与信道环境有关,取决于信道的响应的子载波间隔和信道相干带宽,由于UWB信道相干带宽远远大于子载波间隔,相邻两个子载波的信道响应近似相等。其中对于UWB室内CM1-CM2信道环境下0<αh<0.1,这时的频域响应结果是最接近于实际的频域响应。在实际应用中,一般取αh=0.5,平滑结果波动很小。

2.2 KALMAN滤波过程

通过上面的预估价过程得到信息传输时信道预估值,作为卡尔曼滤波的输入。

可以参考[9]得到Kalman滤波的推导公式如下:

由于前面预估计值是接近信道响应真值,所以观测方程我们可用化简为:

其中,Qn是系统状态噪声的协方差阵,Pn为的稳态协方差。表示Hn的卡尔曼滤波估计值。

由于观测方程的简化,Xn为对角阵,这使公式(6)和(9)的计算量降低。在传统卡尔曼滤波中,根据初始值准则,一旦,Qn给定这个迭代过程一直进行到K等于训练序列的长度,这时,最后一次的迭代结果就是对信道冲激响应的最终估计。在这里改变了卡尔曼滤波的初始条件,输入的信道响应估计值是很接近真值。所以第一步迭代参数的结果已经是接近收敛,使得卡尔曼滤波的收敛长度降低,降低了系统对训练序列长度的要求,提高了系统的解码实时性,同时降低了系统的计算复杂度。

3 仿真

在matlab仿真中,采用4种的室内标准信道环境,系统的数据传输率为系统数据传输率为53.3Mb/s。信号调制采用QPSK调制帧头采用也是标准的长帧头序列。时频码TFC=1,帧负载为1024个OFDM符号,αh=0.05。

图2中比较了在CM1和CM2 CM3 CM4下的基于多级卡尔曼滤波误码率,可以看出在CM1环境下仿真效果最佳,对于CM4信道,由于信道多径时延扩展严重,循环前缀不能完全抑制码间干扰,使得估计精度降低,BER仿真效果也变差。随着信噪比的增加,估计的性能提高。CM1环境下比CM4有10~20d B的增益。

图3给出在CM2环境下,基于多级卡尔曼滤波与LS,MMSE以及传统卡尔曼滤波算法误码率比较。从图中得知,随着SNR增加,多级卡尔曼估计性能也提高,在高SNR的情景下,多级卡尔曼滤波的结果与MMSE理论结果越来越接近,基于改进的卡尔曼滤波算法比传统的卡尔曼算法在最小均方误差上有2d B左右提升。

4 结论

给出了适合MB-OFDM超宽带系统MAC层帧数据的信道估计算法。该算法是在传统卡尔曼滤波算法前加入一个多级LS信道预估计处理,提高卡尔曼滤波的收敛速度和系统的实时估计能力,提出的信道估计算法适用于低多径时延的CM1和CM2环境,比传统的卡尔曼滤波MSE有2d B左右的提升。对于环境恶劣的CM3和CM4环境,信道估计性能提升甚微。

参考文献

[1]Anuj Batra,Jaiganesh Balakrishnan.Design of a multibandOFDM system for realistic UWB channel environments[J].IEEETrans veh Technol,2004,9(52):682-694

[2]Qiu R.C,Scholtz R.Ultra-Wideband Wireless Communication ANew Horizon[J].IEEE Trans On Communication Veh Techol,2005:23-26

[3]H.Suzuki.A statistical model for urban radio propagation[J].IEEE T rans Comm,1977:674-680

[4]葛利嘉编著.超宽带无线通信[M].北京:电子工业出版社,2005

[5]O Edfors,M.Sandell J.J van de Beek.On channel estimation inOFDM system[C].IEEE 45th Vechicular Technology Conference,1995,2:1-10

[6]O Edfors,M.Sandell J.J van de Beek.OFDM channel estimationby singular value decomposition,IEEE Trans.Comum,1998.10(46).:1-6,

[7]Wei C,Ruifeng Z.Kalman filter channel estimation for OFDMsystems in time and frequency-selective fading environment in Proc[C].ICASSP 2004,5:377-380

[8]Q.Zou,A.Tarighat,A.H.sayed.Performance analysis of multibandOFDM UWB communications with application to range improvement[J].IEEE Trans Veh.Technol 2007,12(56):1067-1072

超宽带信道第5篇

关键词：超宽带,数据处理,信道冲激响应,信道传输特性

超宽带(Ultra-Wide Band,UWB)技术是近年来发展起来的一种新兴的无线通信技术。任意相对带宽大于20%或绝对带宽大于500 MHz的信号定义为超宽带信号[1],由于它利用时域上的超短脉冲进行通信,UWB技术的传输速率高达1 Gbit/s,具有很强的抗多径能力,并且在无线通信中可与现有其他通信系统共享频谱资源。在这样的背景下,室内短距离无线通信正需要这种通信技术[2]。因此UWB技术已成为宽带无线通信系统研究的核心技术之一,具有广阔的应用和市场前景。

对室内信道进行测量,获得准确可靠的原始数据是UWB室内信道建模的关键步骤,目前国内借鉴的大部分信道模型都是借助于国外的测试数据创建的,真正适合中国频谱使用现状的信道模型较少,在我国鲜有关于室内UWB无线信道的测量报道。因此,搭建UWB无线信道测量系统并对实际室内信道环境实施测量,是我国UWB无线信道研究中有待迫切解决的问题。同时,通过测量可以获得反映超宽带室内信道环境的实际数据,对实测数据进行研究和分析,可以计算出描述室内多径信道的冲激响应函数[3]。由冲激响应函数计算可以得到信道的各种统计参数,这些数据参数能够帮助人们更好地了解不同室内信道环境下信道的传播特性和进一步建立室内的信道模型[4]。

1 UWB信道测量方案

1.1 测量方法的选定

制定一个可行的信道测量方案,必须考虑测试环境、测试成本和系统需求指标等因素的影响。目前主要有两种信道测量方法[5]:1)时域法。测量系统在发射端发射一个纳秒级的非正弦波窄脉冲,抽样示波器在接收端对接收信号进行时域抽样,通过对抽样后的数据一系列的后期处理可以得到信道冲激响应。2)频域法。测量系统首先在发射端发射点频信号,通过扫频得到某一频率范围内的信道频率响应,最后经傅里叶反变换等数据处理技术得到信道冲激响应。

在时域测量方法中,调整系统时间分辨率必须调整发射的窄脉冲宽度和抽样示波器的采样率,因此搭建室内高分辨率的时域测量系统结构复杂、耗时长、成本高。而在频域测量中,网络分析仪被用作收发机,它的灵敏度高,测量系统分辨率的调节可以相对简单地通过调节网络分析仪的测量带宽来实现。因此考虑到测量系统的测量成本、系统分辨率指标、测量距离、测量数据后期处理以及一些其他因素的影响,结合现有实验室的条件,本文采用频域测量方法[6],通过对UWB室内环境下采集的实测数据进行后处理,计算出实际信道的冲激响应函数。

1.2 测量技术路线

频域测量的具体工作过程是由矢量网络分析仪通过一个可变衰减器、功率放大器和超宽带天线发射信号,经信道作用后被超宽带接收天线接收,然后经过低噪放大器,最后被送回到矢量网络分析仪的接收端,网络分析仪在要测量的范围内扫频,自动计算出每个单频处信道传递函数的幅度和相位[7]。最后再对所得到的数据进行后处理操作,如图1所示。

1.3 UWB室内信道实测方案

测量系统主要由Agilent N5242A高性能矢量网络分析仪、低损耗射频电缆、全向天线(1.0～18.0 GHz,0 dB)、可变衰减器、功率放大器、低噪放大器、高性能转接头、远程控制终端等组成[8]。测量前,设定网络分析仪频率扫描范围为3.0～11.0 GHz,频点选择3 000个,频点间隔4.88 MHz。测量36个局部点,测量距离2～11 m,每个局部点测量9次。

选择位于郑州轻工业学院超宽带无线通信实验室测试区作为场景进行了实测。

测量分为视距(Line of Sight,LOS)和非视距(Non-Line of Sight,NLOS)测量,首先对视距LOS情况进行测量,将发射天线固定在室内墙上,距离地面1.3 m,接收天线在一个可以移动的小车上,然后在房间的一个区域内预先测量的节点上移动,每个节点相距0.5 m,在测量中对每个节点处使接收天线在其周围做9次微小移动,分别进行测量。对于非视距NLOS情况,将接收天线放在与发射天线不同的区域内,由于有挡板隔开两个区域,因此可以构成非视距情况。在整个测量过程中需要考虑房间门与窗开关的影响,因此需要进行多次测量。图2所示为一组典型的频域实测数据。

2 频域数据后处理关键技术研究

通过对图2的频域测量结果的分析,网络分析仪实测的接收信号在频域上的表达式为

R( f )=P( f )Tx( f )H( f )Rx( f )+N( f) (1)

式中:Tx( f )为发射天线的频域响应;Rx( f )为接收天线的频域响应;P( f )为发射信号的频谱;H( f )为UWB室内信道的传递函数;N( f )为噪声功率谱密度。从接收信号R( f )中求出H( f )是频域数据后处理中要解决的主要问题,再经过傅里叶反变换得到信道冲激响应h(t)。整个过程包括对数据进行校正、频域数据加窗、实数傅里叶反变换、去噪和设置时间零点等。

2.1 数据校正

为了确保实测结果不受收发天线及测量器件的影响,测试之前首先将发射天线和接收天线置于间隔1 m的距离,在此状态下测量数据记为

C1( f )=P( f )Tx( f )H( f )Rx( f )+N′( f ) (2)

式中:N′( f )是收发天线距离1 m时的噪声功率谱密度。将所有的实测数据与收发天线间隔1 m的测量数据相减就可以得到校正后的实测数据。

2.2 数据加窗

实测频域数据所占的频率范围是3.0～11.0 GHz,因此在3.0 GHz和11.0 GHz这2个频点上的数据相对于其他频点而言有非常明显的跳变。由数字信号处理的基本理论可知,若对该数据直接进行傅里叶反变换,过调和拖尾现象会在时域冲激响应中呈现。因此在处理数据时,首先要对频域数据加窗截断,可供采用的数据窗有很多。由于汉明窗(Hamming)主瓣集中的能量约为99.96%,对旁瓣抑制达到41 dB,因此本文采用汉明窗对数据进行截断处理。

2.3 傅里叶反变换(IDFT)

频域后期处理最重要的一步就是将H(f)变换为信道冲激响应h(t)[9]。常见的傅里叶反变换的方法有两种:实数通带傅里叶反变换和复数基带傅里叶反变换。前者是假设网络分析仪得到的频谱范围为f1～f2,则先在0～ f1之间的频带上补0,再令-f2～0的频谱是0～ f2频谱的共轭对称,得到反变换结果是实数序列。而在复数基带傅里叶反变换处理中,缺少补零和共轭对称的步骤,得到的反变换结果是复数序列。由时域和频域的变换性质可知,实数通带IDFT处理的时间分辨率远高于复数基带IDFT处理的时间分辨率。因此本文选择实数通带IDFT,使用该方法可以降低由窗函数引起的时间分辨率损失。

2.4 去噪和设置时间零点

按照上述步骤对实测数据进行处理,就可以得到UWB室内的信道冲激响应h(t),但其中可能会含有由测量系统内部噪声引起的一些增益较小的多径信号,这种信号认为是无效的多径分量,如保留这些无效的多径分量则会使后期建立信道模型变得复杂[10]。实际操作中,通过设置阈值将这些幅度较小的多径信号去除掉。由于傅里叶反变换具有周期性,根据实测的UWB室内信道的物理特性需要对信道冲激响应设置时间零点,以确定后续多径分量的到达时间。

3 数据处理结果及分析

采用上述方法,用MATLAB语言对数据进行处理,首先将网络分析仪输出的频域实测数据转换成MATLAB软件中常用格式的实测数据文件。

实测数据进行校正加窗后,将图2中的幅度、相位的0～3 GHz频谱补0,令-11～0 GHz的频谱为0～11 GHz频谱的共轭,且关于零点与正频谱对称,由此得到-11～11 GHz共22 GHz频谱,根据IDFT的周期性,把-11～0 GHz的频谱搬移到11～22 GHz。图3a和图3b分别给出频率变换后的实测数据的幅度和相位,再将其所示的频谱作IDFT得到图3c所示的初步的信道冲激响应。随后设置信道冲激响应时间零点,得到的典型视距信道冲激响应如图3d所示。图4为对非视距频域实测数据所处理的结果。

从处理的实验结果图3和图4可以看出,对于LOS数据,幅度最大的多径为首径,其到达时间为时间零点,另外一条传输能量较高的分量紧接着呈现,不同簇的表现没有明显差异,可能只有一簇就表征了所考虑的冲激响应。对于NLOS数据,首径不是幅度最大的多径,而是幅度最大的多径前第一条幅度大于其1/10的多径,多径冲激响应由多个簇相互叠加而成,这是由于在NLOS情况下,发射机和接收机之间存在障碍物的结果,在这种情况下最强峰值通过反射或衍射到达接收机,而第一个峰值是穿透障碍物到达接收机的,一般穿透障碍物的衰减大于发射或衍射的衰竭。上述现象很好地验证了UWB信道在视距和非视距条件下信道的传输特性,并且采用上述的处理方法,时间分辨率达到1/(22 GHz)=45.5 ps,比直接将3～11 GHz的频谱做傅里叶反变换,时间分辨率提高了22/8=2.75倍。

4 结论

对实际信道进行测量是分析信道环境的最直接有效的方法,是建立信道模型的前提和基础,本文提出了实验室环境下的信道测量方案,搭建了频域测量系统,根据测量结果,研究了基于测量系统的后期数据处理方法,处理结果进一步验证了UWB信道的传输特征,在此基础上可以建立准确描述超宽带室内传输特性的信道模型。下一步的工作,希望能够在UWB室内信道的建模上有所突破。

参考文献

[1]张中兆.超宽带通信系统[M].北京:电子工业出版社,2010.

[2]周祥为,冯金振,郑国莘.UWB无线通信关键技术与应用[J].电视技术,2007,31(9):51-53.

[3]孟娟.海洋石油平台环境下的超宽带信道建模[D].青岛:中国石油大学,2009:5-40.

[4]MOLISH A F.Ultra-wide-band propagation channels[J].Proceedingsof the IEEE,2009,97(2):353-371.

[5]李德建,周正等.办公室环境下的超宽带信道测量与建模[J].电波科学学报,2012,27(3):432-438.

[6]吕潇潇,王浩文,王雪,等.基于网络分析仪的UWB频域测试[J].电子测量技术,2012,35(5):132-135.

[7]LI Hong,JUAN Meng,LI Shurong,et al.UWB channel measurement anddata analysis in offshore oil platform[C]//Proc.International Conferenceon Communications and Mobile Computing.Yunnan,China:IEEE Press,2009:471-475.

[8]曹诗南,钟硕朋,李周.UWB信道测量技术及实测应用[J].现代电信科技,2011(9):24-30.

[9]刘梦龙.室内环境下超宽带传输特性的测量与分析[D].南京:南京邮电大学,2007.

超宽带信道第6篇

关键词：超宽带,Hermite脉冲,多径信道,Rake接收机

在短距离无线通信中,超宽带(Ultra Wideband,UWB)技术[1]以低功率、高速率、高容量、多址接入等优点引起人们的广泛关注,其最基本的实现方式就是发射时域上极窄冲激脉中如高斯脉冲进行信息传输,采用二进制脉冲位置调制(BPPM)方式[2]。为提高系统的数据传输速率,许多文献研究了基于Hermite脉冲的多进制UWB通信系统[3,4,5],但是所有这些工作只分析了系统在加性白高斯噪声信道(AWGN)下的性能,而UWB通信系统的信道环境是室内多径信道,为得到更接近于实际应用的性能分析结果,文中研究了基于Hermite脉冲的UWB系统在室内多径信道下的性能,并从能量捕获的观点推导了在室内多径信道下Rake接收机的输出信干比,给出了系统的理论误比特(BER)性能,最后将仿真与理论结果进行了比较,验证了理论推导的正确性。

1 基于Hermite脉冲的超宽带系统

1.1 Hermite脉冲

n阶Hermite脉冲的能量归一化波形一般定义为[5]

$h_{n} (t) = \sqrt{1 / (t_{p} n! \sqrt{2 π})} e^{- t^{2} / 4 t_{p}^{2}} \sum_{i = 0}^{⌊ n / 2 ⌋} (- \frac{1}{2})^{i} \frac{(t / t_{p})^{n - 2 i}}{(n - 2 i)! i!}$ (1)

其中,n=0,1,2,-∞<t<∞,tp为脉冲波形参数。当这些脉冲作为UWB信号传输时具有一些很好的特性:各阶Hermite脉冲之间相互正交,时域上脉冲的宽度基本相同,频域上脉冲所占的频谱范围也基本相同。利用这些良好的特性,文献[3]设计了一种同时采用PPM调制和脉冲波形调制(PSM)的高速UWB通信系统。

但直接使用Hermite脉冲来调制信号时,信号的频域响应并不满足美国联邦通信委员会(FCC)关于UWB通信系统发射功率辐射的要求[6],信号的频谱中存在直流和低频分量。对此,可以将Hermite脉冲通过高频载波进行频谱搬移,从而形成调制后的修正Hermite脉冲(MHP)[5],在脉冲时间宽度相同的情况下,这些脉冲之间仍然会保持正交性。能量归一化的MHP脉冲波形可表示为

$p_{n} (t) = \sqrt{2} h_{n} (t) \cos (2 π f_{c} t + Φ_{r})$ (2)

这里,Φr是任意的相位,一般取为0,fc是高频载波的频率,也称为脉冲信号的中心频率。在fc和发射功率的控制下,信号的频率范围和功率辐射可以满足FCC的限制。

图1中给出了在参数fc=6.85 GHz,τ=0.05 ns下MHP,脉冲的时域波形图,从图中看出,各阶MHP脉冲的时间宽度基本相同,近似为0.6 ns。在此定义pn(t)的自相关函数Rn(τ)、pn(t)和pm(t)的互相关函数Cn,m(τ)分别为

图2为p1(t)的自相关函数曲线和p1(t)与pn(t),(n=2,3,4)间互相关函数曲线,在τ=0时,脉冲p1(t)的自相关达到峰值,与其它脉冲的互相关值为0,即它们之间相互正交。

1.2 基于Hermite脉冲的超宽带系统

利用上述正交MHP脉冲,可以构造一个M进制的正交PSM调制的UWB系统,这样接收端需要M个相关接收机来进行信号的检测。为降低接收端的处理复杂度,考虑采用M进制的双正交PSM调制[4],接收端只需要M/2个相关接收机,信号处理的复杂度降为原来的一半。例如,对于一个基于MHP脉冲的4进制双正交PSM调制的UWB,可以采用式(2)中的p1(t),p2(t),-p1(t),-p2(t)来分别表示发射符号。

根据上述的系统描述,可以表示该系统发射机的发射信号为

$s (t) = \sqrt{E_{p}} \sum_{i = - \infty}^{\infty} w_{i} (t - i Τ_{s})$ (5)

式中, $\sqrt{E_{p}}$ 表示发射机的峰值发射功率;wi(t)是第i个发射符号所采用的能量归一化射频脉冲,对于该M进制的系统,wi(t)属于脉冲集合{p1(t),…,pM/2(t),-p1(t),-pM/2(t)},并且假定脉冲集合中每个脉冲的宽度为Tp,相邻两个脉冲的发射时间间隔为Ts,可计算出该系统的符号传输速率为1/Ts。

UWB通信一般应用在室内无线个人通信系统中,所以在进行该系统的性能评估时必须考虑实际的信道环境,在以下分析中,采用IEEE 802.15.3a所建议的UWB室内多径信道模型[7],为简化分析,可以将该信道模型对应的离散时间冲激响应写为

$h (t) = \sum_{k = 0}^{Κ - 1} h_{k} δ (t - τ_{k})$ (6)

其中,K是发射信号通过该信道后可分辨的最大多径数目;hk和τk分别表示信道的第k个路径所对应的衰落系数和延时时间。假设信道的多径分辨时间等于单个发射脉冲的宽度Tp,并且假定在每个kTp时刻都有多径到达,如果没有路径到达就设定此时的衰落系数hk=0。在不考虑路径损耗的情况下,信道多径的衰落系数应该满足

$\sum_{k = 0}^{Κ - 1} h_{k}^{2} = 1$ (7)

式(5)所表示的发射信号通过UWB室内信道后,接收机将会收到来自于同一个发射符号的多个路径信号,由式(5)和式(6)可得接收到的信号可以表示为

$r (t) = s (t) * h (t) = \sqrt{E_{p}} \sum_{i = - \infty}^{\infty} \sum_{k = 0}^{Κ - 1} h_{k} w_{i} (t - τ_{k} - i Τ_{s}) + n (t) (8)$

式中,“*”表示卷积运算;n(t)是均值为零双边功率谱密度为N0/2的加性白高斯噪声信号。

2 多径信道下的性能分析

假设第i个发射符号所采用的射频脉冲波形为pn(i)(t),接收端所对应的相关参考信号也为pn(i)(t),则该Rake接收机中第k个叉指数(Finger)的输出为

yi,k=∫ $_{i Τ_{s} + (k - 1) Τ_{p}}^{i Τ_{s} + k Τ_{p}}$ r(t)pn(i)(t-Δi) (9)

在此假设定时抖动存在,并令定时抖动Δi服从[-Δ,Δ]间的均匀分布,Δ是收发机之间的最大抖动时间。将式(8)代入式(9)并展开可得

$\begin{array}{l} y_{i, k} = \sqrt{E_{p}} h_{k} \int_{i Τ_{s} + (k - 1) Τ_{p}}^{i Τ_{s} + k Τ_{p}} p_{n (i)} (t) p_{n (i)} (t - Δ_{i}) d t + \sqrt{E_{p}} \\ \sum_{\begin{array}{l} j = - \infty \\ j \neq i \end{array}}^{\infty} h_{k - j Ν} \int_{i Τ_{s} + (k - 1) Τ_{p}}^{i Τ_{s} + k Τ_{p}} p_{m (j)} (t) p_{n (i)} (t - Δ_{i}) d t + \sqrt{E_{p}} \int_{i Τ_{s} + (k - 1) Τ_{p}}^{i Τ_{s} + k Τ_{p}} \\ n (t) p_{n (i)} (t - Δ_{i}) d t (10) \end{array}$

式(10)的右边由3部分组成:(1)接收到的有用信号;(2)前后的发射符号对当前符号所造成的符号间干扰(ISI);(3)接收的信道噪声信号。其中N=[Ts/Tp],pm(j)(t)是第j个发射符号所采用的射频脉冲波形,它根据发射符号的不同从集合{p1(t),…,pM/2(t),-p1(t),-pM/2(t)}中选取。

根据式(3)和式(4)的定义可以简写式(10)为

$y_{i, k} = \sqrt{E_{p}} h_{k} R_{n (i)} (Δ_{i}) + \sqrt{E_{p}} \sum_{\begin{array}{l} j = - \infty \\ j \neq i \end{array}}^{\infty} h_{k - j Ν} C_{n (i), m (j)} (Δ_{i}) + n_{i, k}$ (11)

这里ni,k是独立的高斯随机变量。

令y=[yi,0,…,yi,K-1]T表示该Rake接收机各相关器的输出向量,令cT=[c0,…,cK-1]表示Rake接收机各Finger的系数,高斯信道噪声向量ni=[ni,0,…,ni,K-1],则对于第i个符号该Rake接收机的输出可以写为

$r_{i} = c^{Τ} y = \sqrt{E_{p}} R_{n (i)} (Δ_{i}) c^{Τ} h + \sqrt{E_{p}} \sum_{\begin{array}{l} j = - Q \\ j \neq i \end{array}}^{F} C_{n (i), m (j)} (Δ_{i}) c^{Τ} h^{- j} + c^{Τ} n^{k}$ (12)

这里h=[h0,…,hK-1]T是第i个符号的多径衰落系数向量;hj表示接收端当前处理的第i个符号时间内第j个符号的多径衰落系数向量,该部分信号就是第j个符号对第i个符号造成的ISI;Q和F分别表示第i个符号之前和之后发射的符号数目。通过式(12)可以估计出Rake接收机输出端的信号能量、ISI方差和噪声能量分别为[8]

式中,E(·)表示取算术平均运算。

从式(13)可以看出,如果接收端所采用的Rake方式确定,影响接收到的信号能量主要发射脉冲的自相关函数,它是关于定时抖动时间Δi的函数,通过文献[5]可知MPH脉冲的自相关峰随着阶数的增加而变宽,阶数较大的脉冲,其自相关值对于定时抖动变得更加敏感,将降低接收到的信号能量,所以在选择脉冲时应选择阶数尽可能小的脉冲。式(13)中的第二部分是前后各符号对当前符号造成的ISI,一方面由于定时抖动的存在,使得脉冲间不再正交,便形成ISI。另一方面如果第j个发射符号和第i个发射符号相同,无论有无定时抖动都会形成ISI。从图2中部分MHP脉冲的自相关函数和互相关函数曲线也可以看出相关函数值随定时抖动时间的变化,在大的定时抖动时间下,自相关函数值变小,从而降低了接收信号能量,而互相关函数值增加,进而增加了ISI的能量。

通过式(13)可以计算Rake接收机的输出信干比SINR为

$\begin{array}{l} S Ι Ν R = \frac{E (S i g n a l^{2})}{E (Ι S Ι^{2}) + E (Ν o i s e^{2})} = \\ \frac{E_{p} R_{n (i)}^{2} (Δ_{i}) E ((c^{Τ} h)^{2})}{E_{p} E (\sum_{\begin{array}{l} j = - Q \\ j \neq i \end{array}}^{F} C_{n (i), m (j)} (Δ_{i}) c^{Τ} h^{- j} \sum_{\begin{array}{l} j^{'} = - Q \\ j^{'} \neq i \end{array}}^{F} C_{n (i), m (j^{'})}) (Δ_{i}) c^{Τ} h^{- j^{'}}) + \frac{Ν_{0}}{2} \sum_{k = 0}^{Κ - 1} c_{k}^{2}} (14) \end{array}$

基于标准高斯近似(SGA)原理,假设ISI为均值为零的加性白高斯噪声,此时ISI能量就是ISI的方差。则系统总的干扰也是均值为零的加性白高斯噪声,从而可以写出该M进制的UWB系统的误比特率Pe为[9]

$Ρ_{e} = \frac{2^{k - 1}}{2^{k} - 1} {1 - \int_{- \sqrt{\frac{2 ε_{s}}{Ν_{0}}}}^{\infty} (\frac{1}{\sqrt{2 π}} \int_{- (v + \sqrt{\frac{2 ε_{s}}{Ν_{0}}})}^{v + \sqrt{\frac{2 ε_{s}}{Ν_{0}}}} e^{- x^{2} / 2} d x)^{Μ / 2 - 1} e^{- v^{2} / 2 d v}}$ (15)

式中,M=2k,2εs/N0=SINR。

3 性能仿真

对上述基于Hermite脉冲的双正交PSM调制的8进制UWB系统性能进行了仿真。仿真采用的多径信道模型参数来自于文献[7],Rake接收机采用选择式Rake(SRake),合并方式为最大比合并,单个MPH脉冲所占的时间宽度为1 ns,脉冲间隔Ts=20 ns,则该8进制UWB系统可以获得的比特传输速率为150 Mbit·s-1,同时也假设接收机能准确地进行信道估计。

首先研究了Rake接收机合并路径的Finger数目和Rake接收机的输出信号能量、ISI能量的关系,在CM1信道下,其关系如图3所示。随着Finger数目的增加,由于Rake接收机能合并更多的路径,信号能量相应增加,在无定时抖动下,选择Finger数为10时接收机大约能捕获80%的信号能量,而在定时抖动为0.02 ns和0.04 ns时,接收机捕获的信号能量相应减少,特别是在Δ=0.04 ns时,选择Finger数为10时接收机大约只能捕获55%的信号能量。从图2给出的一个MHP脉冲的自相关函数随时间的变化曲线也可以看出,当定时抖动超过一定的范围,Hermite自相关函数值明显减少,从而降低了输出信号能量。如图3所示:ISI能量对于Finger数目的变化并不敏感,基本保持不变,这是因为采用SRake时,合并系数与ISI信号不相关,所以经过合并后会压制ISI信号的能量。

在图4中给出了CM1信道下系统信噪比(SNR)和接收机的输出信干比(SINR)的关系,在不同的Finger数目L下,SNR和SINR基本上是线性关系,较大Finger数目情形下SNR和SINR相差较小。典型地,在Finger数为10时,两者相差大约0.5 dB;Finger数为1时,两者相差超过了4 dB。同样的,定时抖动会影响接收机的输出SINR,在Δ=0.04 ns,Finger数为10时,SINR与SNR相差约为1 dB。

图5和图6给出了CM1信道下BER性能仿真结果。同时考虑了无定时抖动和定时抖动范围不同的情况下BER性能仿真结果,并与式(13)推导出的理论性能进行了比较。如图5所示,Finger数目L较大时系统获得了更好的性能;无定时抖动比存在定时抖动时具有更低的BER;当定时抖动的最大值Δ=0.02 ns时, 相比无定时抖动,系统性能下降并不明显;但当定时抖动的最大值Δ=0.04 ns时,系统性能明显下降。图5和图6也表明:在高信噪比下,仿真性能与理论结果相差变大,这是因为在低信噪比下,ISI相对高斯信道噪声较小,信道噪声是干扰的主要成份,而在高信噪比下,ISI相对信道噪声较大,ISI是干扰的主要成分,而在进行理论分析中基于SGA假设ISI是零均值的白高斯噪声,这样会乐观地估计ISI对系统的误比特性能造成的影响,特别是在高SNR下体现得更明显。

4 结束语

分析了一种采用Hermite脉冲进行PSM调制的UWB系统,从能量捕获的角度,对该系统在实际UWB室内信道环境下的性能进行了理论分析,考虑到系统的定时抖动,推导出了理论的BER性能界。同时通过计算机进行了性能仿真,并与理论性能界进行了对比,验证了理论推导的正确性。最后得出:系统中Rake接收机输出的ISI能量对的Finger数目变化并不敏感,而信号能量随着Finger数目的增加而增加,从而使得系统在大Finger数目情况下获得了更好的BER性能;定时抖动对系统的BER性能有一定的影响,当最大定时抖动超过0.04 ns时,定时抖动将严重恶化系统的BER性能,所以在实际应用中要控制定时抖动在一定的范围之内。

参考文献

[1]AIELLO G R,ROGERSON G D.Ultra-wideband wireless sys-tems[J].IEEE Microwave Magazine,2003,4(2):36-47.

[2] SCHOLTZ R.Multiple access with time-hopping impulses modulation[C].Milcom Boston:IEEE,1993:447-450.

[3] MITCHELL C,KOHNO R.High data rate transmissions using orthogonal modified hermite pulses in uwb communications[C].ICT Tahiti:IEEE,2003:1278-1283.

[4] HU Wen,ZHENG Guoxin.Orthogonal hermite pulses used for UWB M-ary communication[C].ITCC Las Vegas:IEEE,2005:97-101.

[5] GHAVAMI M,MICHAEL L B,KOHNO R.Ultra wideband signals and systems in communication engineering[M].New York:John Wiley & Sons,Inc,2004.

[6]Federal Communications Commission.Revision of part 15 ofthe commission's rules regarding ultra-wideband transmis-sion system:First Report and Order[S].USA:Federal Com-munications Commission,2002.

[7]IEEE.IEEE802.15.SG3a,channel modeling sub-commit-tee report final[R].USA:IEEE 802.15-02/490rl-SG3a,2003.

[8]RAJESWARAN A,SOMAYAZULU V S,FOERSTER J R.Rake performance for a pulse based UWB system in a realis-tic UWB indoor channel[C].Proc.of ICC.Alaska:IEEE,2003:2879-2883.

超宽带信道第7篇

UWB (Ultra-Wide Bandwidth, 超宽带) 脉冲无线电技术是近年来在国际上新兴的一种无线通信技术。超宽带技术不同于其它无线通信技术, 它具有隐蔽性好、抗多径和窄带干扰能力强、传输速率高、系统容量大、穿透能力强、低功耗、系统复杂度低等一系列优点, 而且可以重复利用频谱, 解决频谱拥挤不堪的问题。

本文选用Gold码偶位码来代替TH-PPM和TH-PAM调制方式中的传统跳时码, 对基于IEEE UWB的标准信道模型下的UWB Rake接收机的性能进行了分析和对比。本文利用仿真软件并结合理论知识经过大量的仿真实验, 为实际应用提供了一定的理论基础。

2 Gold码偶位码

Gold序列是2个周期相同, 速率也相同的m序列, 由同步时钟控制逐位模2加组合而成, 产生的Gold序列的周期与这两个子序列的周期也相同。并且两个n级移位寄存器可以产生个Gold序列[1]。

Gold码的偶位码是在Gold码末尾加一位0或1, 使0, 1个数尽量相等, 此时码位数变为偶数2k (k为正整数) 。例如, GOLD码序列001001010010000, 0的个数比1多, 则在其末尾添1, 因此该GOLD码序列的偶位码为0010010100100001[4]。

3 发射信号模型

本文的发射模型用到两个模型, TH-PPM和TH-PAM, TH-PPM用信息符号控制脉冲幅度, TH-PAM用信息符号控制发射信号的时延[5]。本文由于篇幅原因只列出TH-PPM模型的原理和仿真。

基于跳时脉冲位置调制 (TH-PPM) 方式的超宽带无线通信跳时多址技术, 是在1993年由KA.scholtz提出的。这是一种最典型的超宽带无线通信调制方式。UWB信号的产生可表述为以下表达式:

式中P (t) 表示的是发送的单周期脉冲, {cj}是PN码序列;{d[j/Ns]}表示信息码序列;Ns为每个信息符号发射的脉冲个数, 也是帧的个数;;j为帧的序数;TS是无调制时的均匀单周期脉冲的重复周期, 取值一般是高斯单脉冲宽度的上千倍;TC为PN码所控制的脉冲时延偏移单位, 即码片持续时间;δ为信息码{d[j/NS]}控制的附加时延 (有时称为时间调制指数) , 当信息码为1时, 有δ;信息码为0时, 无δ。

传统PN码采用重复编码, 每NS个单周期脉冲波形传送1个二进制符号, 信号码的脉宽TS=NSTf, 信息速率RS=1/TS。

4 信道模型

在实际的信道中, 由于脉冲形状的变化, 系统系能会大大下降, 例如, 在室内环境中, 由于墙壁和障碍物的存在, 电磁波通常会产生发射, 衍射, 散射, 接收机接收到的信号是许多分量的叠加。在对连续传输多径传播信道模型中采用的传统方式进行评述以后, 本文对IEEE802.15.SG3a工作组提出的UWB信道模型[5]进行了描述和仿真。

当下面的参数明确后, 由冲激响应式 (1) 表示的信道模型就可以完全表征出来:簇平均到达速率Λ;脉冲平均到达速率λ;簇的功率衰减因子Γ;簇内脉冲的功率衰减因子γ;簇的信道系数标准偏差σξ;簇内脉冲的新桃系数标准偏差σζ;信道幅度增益的标准偏差σg。IEEE给出了四组不同环境下的参考值。本文限于篇幅, 选用了CM3:LOS (4～10m) 的视距信道作为实验信道, 该信道的相关参数为Λ=0.0667、λ=2.1、Γ=14、γ=7.9、σξ=3.3941、σζ=3.3941、σg=3。

5 接收机的选取

本文采用Rake接收机。Rake接收主要应用了分集技术的思想, 分集技术是研究如何充分利用传输中的多径信号能量, 以改善传输可靠性的技术.它是一项主要的抗衰落技术, 可以显著地提高多径衰落信道下无线通信系统的可靠性。由于多径分量中包含着发送信号的有用信息, 因此, 可以通过这些多径分量能量的组合提高接收机的信噪比, Rake接收机就是一种能够完成这一功能的接收技术。ARake为理想情况下的接收机;SRake为选择性Rake接收机, 它从接收机输入端获得的多径分量中选择LS个最好的分量, 这样接收机的分支路径数目可以减少, 但接收机仍需跟踪所有的多径分量以便选择。P-Rake为部分Rake接收机, 它没有选择过程, 直接合并最先到达的LP个路径。

6 接收机性能仿真及结果分析

本文分别将传统跳时码、平衡Gold码和偶位Gold码应用到UWB系统中, 分别在PPM和PAM两种制式的情况下, 仿真产生跳时超宽带信号, 选取了CM1信道作为仿真信道模型, 由三种Rake接收机来接收跳时超宽带信号, 并比较不同序列不同支路的信噪比。图1至图2给出了PPM制式下周期为511时的仿真图像。

7 结论

根据以上分析与仿真结果可以知道, ARake的接收性能最好, 偶位Gold码的误码率总低于平衡Gold码, 而平衡Gold码的误码率又总低于传统跳时码。从仿真结果可以看出, 采用偶位Gold码能够明显地降低系统误码率, 达到了很好的效果。并且Gold码偶位码较之Gold码易于用单片机或EPROM等数字技术产生, 且容易与数字信息码同步, 使偶位Gold码在超宽带中的应用更具有可行性

摘要：超宽带系统中跳时码的选择对于系统的性能至关重要, 本文在深入研究偶位Gold码的各项指标的基础上, 通过用偶位Gold码来代替传统的跳时码, 对脉位调制 (PPM) 和脉幅调制 (PAM) 的超宽带系统在修正S-V信道下进行Matlab仿真。并对在ARake, PRake和SRake三种接收机模型下的误码率进行了比对分析。仿真结果表明, 偶位Gold码具有比传统跳时码和平衡Gold码都低的误码率。

关键词：超宽带,Gold码偶位码,多径信道,Rake接收机,误码率

参考文献

[1]王华奎.移动通信原理与技术[M].清华大学出版社, 2009。

[2]查光明熊贤祚.扩频通信[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2002。

[3]梅文华.跳频通信[M].北京:国防工业出版社, 2005:33-34。

[4]续大我, 张红.gold码及其偶位码短截特性的计算[J]北京邮电大学学报1996, 19 (2) :74-78.

[5]葛利嘉, 朱林, 袁晓芳, 陈帮富.超宽带无线电基础[M].电子工业出版社, 2005。

[6]Win M Z, Scholtz R A.Ultra-wide bandwidth time-hopping spread-spectrum impulse radio for wireless Multiple-access communications[J].IEEE Trans on Communications, 2000, 48 (4) :679-690

新型超宽带天线设计第8篇

超宽带天线是信息战中电子对抗的关键设备,而且在通讯及冲激雷达等领域获得了广泛的应用。因此设计一种结构简单、性能良好的超宽带天线具有重大的现实意义。稳定的辐射模式,平坦的带内增益和近似线性的相位变化是超宽带天线设计的重要指标和难点。近年来年来获得了广泛的重视。超宽带天线按照最大辐射方向可分为定向超宽带天线和全向超宽带天线。常见的定向超宽带天线形式主要包括螺旋天线、超宽带喇叭天线、对数周期天线和渐变槽缝天线等[1,2,3],其中螺旋天线具有工作带宽大、尺寸小等优点,但这类天线馈电网络设计复杂,相位中心不固定,传输时域信号会出现教严重的失真[3];槽缝天线具有加工简单、成本低、增益高和定向性好等优点,成为定向超宽带天线的研究热点和主要应用形式。此外长缝隙超宽带天线由于其低纵向尺寸、方向图稳定等优点,最近也获得了广泛的关注。全向超宽带天线的主要结构形式是双锥天线及其演变结构,如泪滴天线、蝶形天线、单极子天线等[4,5]双锥天线相位中心稳定,但尺寸较大,加工难度高等缺点限制了其应用范围。蝶形天线是双锥天线的平面结构,其工作带宽不如后者,高频时方向图分裂为双向辐射,主要用于探地雷达等领域。单极子天线由于其高辐射效率,超宽的工作频带和抑郁加工等优点成为当前主流的全向天线结构。但是同蝶形天线相似,由于辐射元为平面结构的限制,在频率升高时方向图将发生分裂[6]。

本文以圆片单极子天线为基础,设计了一种新型的对称结构天线,具有53∶1的带宽比,H面方向图保持稳定,E面主辐射方向保持在水平方向。制作了实物并测试,测试结果与仿真结果一致。

1天线结构

天线结构如图1所示,由对称的两组交叉结构的单元构成。每一个单元包括4片金属片,它们以轴线为中心,在空间每隔45°放置。金属片形状由两个半径不同的圆弧组合形成,其中大圆弧半径100 mm,小圆弧半径30 mm。天线通过直径为3 mm的同轴线馈电,同轴线通过一个单元的轴线与另一单元连接,馈电距离为0.5 mm。天线整体尺寸高220 mm。

2天线设计与仿真

天线模型的建立和辐射特性仿真在基于有限积分法的CST软件中完成。根据CST中网格设置的要求,并考虑仿真结果正确性,这里只对25 GHz以下的频率进行了仿真。图2给出了天线反射系数的仿真结果,结果显示在(0.4625)GHz频带内天线反射系数小于-10 dB,且该天线可以工作于更高的频率。大小圆的嵌套结构改善了阻抗从馈电点到自由空间的圆滑过渡。反射系数在工作频带内平滑,大部分小于-15 dB,显示出了优越的超宽带特性。

图3、图4分别给出了天线的E面和H面的辐射方向图仿真结果,频点为0.5 GHz,4 GHz,12 GHz、24 GHz。仿真表明,天线的E面最大辐射方向为水平方向并在工作频带内保持不变。天线结构对称,表面电流也呈现对称分布,上下两个单元距离水平面上的点位置相同,其产生的辐射场因相位延迟相同而获得增强。H面方向图保持稳定,不圆度小于5 dB。圆片天线在频率升高时会变成定向辐射,本设计采用的半圆片交叉结构很好的改善了辐射方向图的稳定性。构成单元的金属片等角度放置,使表面的电流在空间中轴对称分布,因而在远场的水平圆周内获得幅度近似相同的辐射场。

3天线加工与测试

根据仿真模型尺寸,选用厚度为0.3 mm的铜板制作了该新型天线。图5给出了天线的实物图,其中白色为塑料支撑结构。在微波暗室中采用安捷伦E8363B矢量网络分析仪进行天线性能测试。图6给出了天线的反射系数测试结果,测试结果显示天线在(0.4725.5)GHz频带范围内,反射系数优于-10 dB。与仿真结果保持了较好的一致性。部分频点产生的变化推测是由手工加工的精度限制和多余的焊锡造成额外的谐振造成的。

4结论

在圆片单极子天线基础上,设计并制作了一种新型超宽带全向天线。采用交叉结构改善了单极子天线方向图发生分裂的问题。提出了一种多圆嵌套的天线渐变曲线,有效的改善了在工作频带内的阻抗匹配特性。测试结果表明,在(0.4725.5)GHz频带内天线反射系数优于-10 dB,带宽比达到了53:1。在工作频带内保持了稳定的水平全向的辐射特性,H面不圆度小于5 dB。在电磁环境监测、超宽带通信以及脉冲雷达领域,具有重要的应用价值。

参考文献

[1] Maloney J G, Smith G S. Optimization of a conical antenna for pulse radiation: an efficient design using resistive loading antennas and propagation.IEEE Transaction on, 1993; 41(7):939—940

[2] Schantz H G.Ultra-wideband technology gains a boost from mew an-tennas.Antenna Systems and Technology,2001;4(1):25—26

[3] Lestari A A,Yarovoy A G,Ligthart L P.Adaptive wire bow-tie an-tenna for GPR applications.IEEE Transactions Antennas and Propa-gation,2005;53(5):1745—1754

[4] Yang t,Suh SY,Nealy R.et al.Compact antenna for UWB applica-tions.IEEE Aerospace and Electronic Systems Magazine,2004;19:16—20

[5] Amert A K,Whites K W. Miniaturization of the biconical antenna for ultrawideband applications. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2009;57:3728—3735