电感测量范文（精选5篇）
电感测量 第1篇
我们经常接触的10 k V降压配电变压器接线组别有Y, yn0和D, yn11, 如何用一种简单的测试方法判断出其可能是哪种接线组别呢?笔者通过用数字电感表对10余台10 k V降压变压器高压侧电感量的测量, 发现这两种10 k V配电变压器高压侧绕组的接线组别与电感量的大小存在一定的规律性, 可用于区分这两种接线组别的配电变压器。
配电变压器高压侧为星形接法时, L1L2相、L2L3相电感量大于L1L3相电感量, 且L1L2相电感量与L2L3相电感量基本接近, 都为L1L3相电感量的1.4倍左右。形象的记忆方法就是:当配电变压器高压侧为星形接法时, 即为“Y”接法, “Y”字母有两个角高高在上, 可以想像成有两个电感量大的在上面, 而一个电感量小的在下面。
配电变压器高压侧为三角形接法时, L2L3相电感量大于L1L2相、L1L3相电感量, 且L1L2相电感量与L1L3相电感量基本接近, L2L3相电感量分别为L1L2相、L1L3相电感量的1.4倍左右。形象的记忆方法就是:当配电变压器高压侧为三角形接法时, 即为“△”接法, “△”有一个角高高在上, 两个角在下面, 可以想像成有一个电感量大的在上面, 而两个电感量小的在下面。
初探利用指针式交流仪表测量电感量 第2篇
开关电源以及通信业的最新发展对电感器提出了高频特性和低损耗的要求, 鉴于这种要求的提出, 电感器的测试过程也转向了更高频率的领域, 为了能全面描述出电感器的特性, 今天的阻抗计必须具有以下特殊功能: (1) 测量绕组线圈的直流电阻; (2) 提供电压电平电路 (测量压电电容器时有用; (3) 通过DUT (测试器件) 测量电压、电流值; (4) 保持源阻抗恒定不变;描述一个电感器有几个参数, 最常用的测量参数是电感值 (L) 和品质因数 (Q) , 此外直流电阻 (D C R) 也是一个很有用的参数。
电感器是一种绕线式的导体, 是一种在磁场中储存能量的器件 (与此相对, 电容是在电场中储存能量的器件) 。电感器包括有一个内芯以及一组绕在内芯上的绕组。由于空气可以看作是恒定不变的, 因此它是一种最简单的内芯材料, 但是从实际效率来看, 磁性材料如金属铁和铁氧体则更为常用。电感器的内芯材料, 内芯长度和绕线匝数直接影响着电感器的载流能力。
串连方式和并联方式都可用来进行电感值的测量:对于大电感值的情形, 给定频率下的电抗相对大一些, 所以并联阻抗比串连阻抗更为显著, 因而应采用并联等效电路来评测一个大电感。相反, 对于低电感值的情形, 电抗值较小, 因而串连阻抗比并联阻抗更为明显, 这样串连等效电路是一个较好的测量方式。对于非常小电感值的情况, 频率越高测量精度越好。
(1) 实际电感值的测量。电感值的大小是任何一个线圈的基本电特性, 它取决于线圈绕线的匝数, 线圈的直径, 线圈的长度以及内芯的特性。从定义上来看, 电感值是整个磁通链 () 与流过电感或线圈电流 (I) 的比值。磁通链大小取决于媒质 (内芯材料) 磁导率 (μ) 的大小, 也就是说电感值大小与磁导率成正比。磁导率是描述某种材料磁场特性的一种度量参数, 它反映了该材料能够被磁场穿透的程度, 对铁氧体介质而言, 它不是一个常数, 它随材料的组成成分和磁通量密度而变化:材料本身不变化, 可是磁通量密度则依流过线圈电流的不同而变化。
(2) 品质因数。品质因数是电抗与阻抗的比值, 所以是一个无量纲参数, 它是衡量一个电感有多“纯”或有多“真”的参量 (也就是说, 它反映了电感器具有多少比例的纯电抗) 。电感的Q值越高, 它的损耗就越小。耗散因数 (D) 定义为1/Q, 它反映了元件的总损耗。线圈的D受到铜材料损耗、涡流损耗和磁滞损耗的共同影响。
(3) 采用直流偏置。为了能精确测出电感值的大小, 电感器必须在实际条件下进行测试, 也就是说线圈中应有电流流过。标准的LCR测量仪用的是交流源, 电流较小, 并不适合用来测量电源中使用的那类大电流电感器。实际进行测量时并不需要采用交流大电流源, 只需要用一个直流与交流的复合源就行了。直流偏置可以产生一个使电感偏离正常工作状态的测试条件, 所以用普通的L C R测量仪就可以进行电感测量。
(4) 直流电阻测量。测量线圈绕线的直流电阻 (DCR) 或绕线电阻值可以确定绕线线径是否合适、绕线张力的大小以及在加工生产过程的连接方式。绕线电抗的大小与电流变化的频率成正比, 这就是为什么要侧量直流电阻而不是交流阻抗。在低频条件下, 绕线的直流电阻就相当于绕线的铜芯损耗, 知道了铜芯损耗的多少就可以更精确估计出被测元件的D值。
(5) 电压变化。由于加在电感器上的电压随阻抗而变化, 而电感器的阻抗又随着电流而变化。而一般的L C R测量仪设计用于测量容性和阻性元件, 当用于测量电感元件时, 可能会引起电感值偏差。这种偏差的产生是由于加在电感器上的电压不能保持恒定不变而引起的。采用电压电平电路可以监测电感上电压的变化, 因而去连续调节可编程电压源。
(6) 恒定不变的电源。如果流过电感器的电流不能保持恒定不变, 那么被侧电感器的电感值也会变化, 变化值的大小通常是L C R测量仪开路可编程测试电压的函数。L C R测量仪中的可编程电压是在开路条件下得到的, 当测量仪内阻 (Rs) 与交流输出串连起来时, 通过内阻后电压会有所下降。当被测试元件连到测量仪之后, 加在被测元件上的电压大小取决于Rs的大小和被测器件的阻抗大小。测量仪的内阻一般在5Ω~100kΩ。之间。
2 三种测量电感的方法
(1) 一只交流表法。只利用一只交流电流表就可以测量电感量和电容量, 其方法是:首先串联一保护电阻R B于电流表, 读取其读数I1, 如图1所示。
因为U=I1 (RA+RB) , 令R= (RA+RB) , 所以U=I1R。然后, 在图1电路中串联被测电感, 保持电压不变, 读取电流表的读数I2, 如图2所示。因为有所以得
故只要分别读取电流表的两次示值, 就可较为准确地算出被测电感的电感量。
(2) 两只交流表法。利用一只交流电流表和一只交流电压表也可以很方便地测量电感值。如图3所示, 将被测电感接入电路。
因为U=IX, 所以X=U/I。
(1) 若被测电抗X为感抗, X=ωL, ωL=U/I, 则有:L=U/ωI。
(2) 若被测电抗X为容抗, X=1/ωC, 1/ωC=U/I, 则有:C=I/ωU。
故通过读取电压表和电流表的读数, 就可计算出被测电感的电感量。只要严格控制测量条件, 测量结果的准确度就很高。
(3) 三只交流表法。利用交流电流表、电压表和功率表测量电感值或电容值的测量电路如图4所示, 图中R是特意加上的一个“假负载电阻”。不难看出, 接入一个较大的R, 不仅是测量的必备条件之一, 而且还可以有效地减少测量的系统误差。
故根据电流表、电压表和功率表等三只交流仪表的指示值, 就可以计算出被测电感的电感量。
参考文献
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电感测量 第3篇
采用恒流源向电感充电, 测量稳定放电的时间来测量电感值[1,2], 可以用来实现电感式传感器。该原理的特点是不用正弦激励源, 不用电容配合, 不用计算感抗。实际的恒流源向电感充电不会出现无限高压, 如同实际的恒压源向电容充电不会出现无限大电流一样, 会因实际电路的限制而饱和, 或者说受电源内阻的限制[3,4]。恒流源向电感充电到最后是稳定的磁通链, 从能量的角度保证了测量电感的准确性。但这个方法要转变成产品还需要在产品化和市场化上做许多工作, 这里介绍了电源简化、用精确一点的恒流源、动态特性展示, 希望是朝产品化方向走出了第一步。
2 电感式位移传感器测量原理
电感式位移传感器的测量原理如图1 所示, 固定的骨架上绕密绕单层线圈Lx, 磁芯端面完全进入线圈至x=0 处, 电感值最大, 逐渐向右移出, 电感值逐渐减小,可以用来间接测量位移x。只是这里的线圈Lx不是加正弦激励信号, 而是周期性加恒流源电流Is( 实际恒流源电路, 最高电压只能小于电源电压), 当电感中充满磁通链达到 ψ=Ix.Is, 时, 切换到放电状态, 当电感两端的放电电压一定时,定时计算该稳定放电时间来确定电感值,并进一步确定位移量x。
3 测量电路
测量电源用一个直流12V, 然后采用DC_DC模块分成 ±5V测量电源和给单片机供电的5V电源。
测量电路由恒流源, 充放电切换控制电路和电感端电压测量电路组成。如图2 所示, 恒流源Is由Q1 和IC1(TLC2262) 构成负反馈,R4 是电流采样电阻, 在Is有通路时调VR1 使Is=100m A。充放电切换由晶体管Q11—Q14 的桥式电路控制正反向充放电,D12 为正向放电时的二极管, 正向导通电压为0.3V,uc1--uc4 为充放电控制信号, 由单片机输出。电感的正向电压u L1经IC11 放大11 倍, 再通过IC12 比较, 运放的电源电压为 ±5V,D2 限制-5V输出, 所以进入单片机的信号u1o=5V或0V, 调整VR2 的门槛电压使D12 导通时(u L1=-0.3V),u1o=5V, 其它状态为0V。单片机定时测量u1o=5V时的时间tD对应的计数值为NtD, 可以计算出Lx的电感值, 从而计算出相应的位移量x。
4 测量的条件和数据
线圈Lx与位移x的相对关系如图1 所示, 磁芯直径8mm, 长25mm, 在线圈骨架中可以左右移动, 线圈用线径0.1mm的漆包线在中空8mm的骨架上单层绕制160 匝, 线圈长度为20mm。用电桥(HIOKI 3532-50LCR) 测量, 当磁芯进入线圈在x=0 的位置时电感最大为888u H, 当磁芯右移出线圈到x=10mm位置时, 电感最小为305u H。当Is一定时, 线径太粗, 单位长度的电感量迅速减小, 测量位移的灵敏度小, 而线径太细, 要考虑导线的载流量和铜线电阻。
磁芯的右端面与被测对象接触,不能用铁磁性材料,会影响测量的环境条件, 如果一定是铁磁材料, 需要重新标定位移量。
恒流源的运放IC1 要用满幅度的运放, 如TLC2262。
对电感Lx正反向充放电对应Q11—Q14 的逻辑如表1 所示, 充放电状态的时间要足够长, 保证充电达到稳定, 放电时间要大于最大电感量稳定放电的时间(150us), 结果考虑足够的余量, 每个状态选择1ms, 每个周期4ms可以测量一个数据, 因而采样频率为250Hz, 其中每个数据都是实时的原始数据, 即不带滤波累加等延时处理。反向放电没有取数据,这里只当消除剩磁用,如果需要,加上方向放电测量的数据,采样频率会增加一倍。ARM单片机本身也具备这样的处理能力。
ARM单片机的主要功能是定时测量正向稳定放电的时间, 即信号u1o的上升沿到下降沿的时间, 定时值为NtD, 单位为20ns, 即每us有50 个计数值。每个us的定时计数值越多, 测量电感或测量位移的灵敏度就越好。同时也要求单片机主频的频率精度和相位稳定性要好, 选择的单片机为LM3S8962。
定时值NtD的获取是启动定时器timer0A, 接收信号u1o的引脚PF2 开中断,u1o的上升沿和下降沿都产生中断, 在单片机向外发出正向放电信号时, 确定定时作业开始,PF2 的第一个中断将定时器清零( 实际是读出timer0A的值备减),PF2 的第二个中断到来时计算出定时值NtD, 并设置定时作业完成的标志。在其余状态禁止定时作业。
5 位移测量及其数据分析
用千分尺读数作为标准值xr, 从单片机的显示屏上读出对应的定时计数值NtD, 获得数据对如表2 所示,灵敏度最差的段也有△ Nt/ △ x=(2160-1867)/(11000-10000)=293/mm/mm。采用插值计算的曲线如图3 所示, 在每个标准点之间做插值计算, 取每两个标准点的中点来检查读数值, 如表3 所示, 最大绝对误差是25um, 满量程按10mm计算, 相对精度好于0.25%
6 动态数据测量
以上位移数据x是在4ms内测量出来的, 没有做前后滤波和平均值计算, 即没有任何时间延时, 是4ms内的实时数据。以下设计是通过串行接口将数据实时的发出来, 以便PC机或其它上位机接收。
通信接口采用异步串行接口UART1, 经MAX232芯片转换成RS232 信号。数据格式是两个字节的位移数据, 一个字节的结束标志0x55, 所以在4ms内要求发出3 个字节, 因而安排在1ms定时中一边做充放电转换,一边把数据发出去。1ms发一个字节,4ms中只发3 个字节。保证发出的数据的实时性。
上位机可以通过常用的串口调试软件接收数据, 或者自编简单的接收程序来接收数据。然后画成曲线, 如图4 为将磁芯迅速推入的曲线, 每秒有250 个数据,0.3s的下降时间中有约80 个数据。图5 是一个位移振荡曲线的部分曲线。
还设计了上位机下发的3 个命令, 用ASCII码字符串表示,”sta”命令告诉单片机无条件发送数据,“sto“告诉单片机停止发送数据,“stcnnn”告诉单片机将数据nnn作为当前零点校正值。这样用户可以在使用中随时重新定标位移零点。
7 结束语
采用恒流源向电感充电, 测量稳定放电的时间来测量电感值, 可以用来实现电感式传感器。将供电电源简化并降低电压, 采用线性插值测量位移可以达到相对精度好于0.25%。数据采样频率为250Hz, 保证实时性,做了RS232 接口并动态数据和曲线示例。测量原理新颖、灵敏度高, 动态响应好、可以减少电感量以致减小传感器的体积。希望通过这个展示, 让这个测量方法能够在产品中实现。
参考文献
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[5]刘军,李智.基于单片机的高精度电容电感测量仪[J].国外电子测量技术.2007,26(6):48-51.
电感测量 第4篇
关键词：智能测量,FPGA,DCM,FFT
0 引言
快速傅里叶变换FFT是一种可实际应用的频谱分析方式,也是目前实际应用中进行频谱分析的主要方法,对信号进行傅里叶级数分析,可以获得输入它们的基波参量,而谐波分量对该测量方法几乎没有影响,只有当高斯白噪声接近基波的频率分量时才会影响到基波的相位,FFT谱分析法也能有效抑制高斯白噪声[1,2]。FFT变换特点是运算量较大,需要相应的硬件,具有较高运算能力。FPGA内部结构决定了其非常适合并行运算,同时FPGA中拥有数百个乘加单元,并行运算的方式使FPGA具有高性能的数字信号处理能力[3],利用FPGA实现FFT处理运算非常快。
基于FPGA数字信号处理技术进行FFT的方案可用于对传统电子测量技术领域的改进。文中尝试将FPGA用于LRC的测量。该测量系统采用FPGA控制高速A/D采样芯片对高速采样,采样数据由FPGA进行高速FFT运算,运算结果由Msp430单片机进一步分析处理后由液晶显示输出。在设计中使用多阶数字滤波器滤波来提升系统测量的可靠性及测量精度[4]。采用MSP430单片机智能控制,使测量系统具备自动分析、识别、计算的能力。
1 系统组成与工作原理
设计采用矢量比例法[5]实现对电感、电阻、电容的测量。其原理如图1所示。
图中Z0为标准阻抗元件,Zx为待测阻抗元件,参考阻抗用标准阻抗R0代替z0,可推导出:
式中,Vxx、Vxy为Vx实部、虚部,V0x、V0y为V0实部、虚部,由式(1)可以求得:
由式(2)-(4)可知,只需测得Vx、V0实部、虚部就可以测量待测L、R和C的值。图1中的Vx、V0的实部虚部可通过对Vx、V0信号进行傅里叶级数分析获得。
总体方案如图2所示,使用TI公司的16位单片机MSP430作为系统的总控制芯片,MSP430产生三个频点的方波通过滤波产生正弦波,正弦波通过测量器件及标准器件,后用数模转换芯片ADS7862对两个通道同时采样,用多个模拟开关在各个电路之间进行切换匹配电阻及信号频率,ADS7862为双通道AD,可以对测量通道及参考通道同时采样,然后以并行数据先后传输给FPGA,FPGA将采样数据存入FIFO,对采样数据进行缓冲操作,FIFO写满后通知FFT模块读取数据,进行FFT变换,变换完成之后取出相应频点传送给MSP430进行数据处理。
2 系统硬件设计
2.1 FPGA数据处理模块
本次数据处理使用的是Xilinx公司XC3S200A FPGA芯片,内部集成大量的RAM,片内的逻辑资源相当丰富,具有很高的运行频率[6]。FPGA在系统中的任务就是:控制A/D数据采样速率、数据读取时序,接受MSP430单片机控制,为ADS7862提供三个相应频点的工作时钟,对ADS7862的采样数据进行FFT变换,FPGA数据处理,将变换数据送给MSP430处理显示。
系统利用FPGA对采样数据处理时,利用Core Generator工具调用了产生FFT变换的IP核来简化设计过程,用户只需要输入必要的参数,该工具就可以按照用户设置自动选择最优结构生成FFT,同时产生资源报告。
2.2 高速A/D采样模块
系统A/D采样芯片采用TI公司的ADS7862型AD芯片,其主要特点是:双核12位模数转换器(ADC)芯片进行采样[7];内置两个4 微秒逐次逼近型AD转换器、两个采样保持放大器、一个+2.5V内部基准电压源和一个高速并行接口,每个通道支持全差分输入;每个通道有2μs总的数据吞吐量,转换后的数据为并行输出;能够达到1MHz的有效采样率。ADS7862的两个通道分别对Vx、V0同时高速高精度采样,保证了Vx、V0信号相位差的稳定和测量的准确性。
2.3 智能控制模块
系统采用MSP430F4617作为智能控制模块,该芯片有两个16位定时模块单元,多路12位A/D采样转换模块,12位D/A转换模块,多路时钟系统,存储容量大,数量多的I/O口。测量时首先接收FPGA处理后的数据,分析测量数据,根据测量值与设定参数比较,然后再反馈给控制测量模块选切换合适的测量档位,再根据初步测量结果反馈控制函数发生器以及内部定时器选择合适函数频率,进行精确的测量,最终控制液晶显示器将测量的元件的电学特性RLC值输出显示。
3 系统软件设计
软件设计方案整体框图如图3所示。
3.1 FPGA控制ADS7862转换时序设计
FPGA控制ADS7862转换时序的编程思想:将高频率时钟先经DCM(Digital Clock Manager)倍频分频将频率调整到32MHz。对DCM输出的32MHz的时钟进行分频的后输出给AD提供采样时的时钟信号。CONVST信号是将提供给AD的时钟信号再过16分频而得到的。CS 与RD共用一个信号,这个信号可以通过将CONVST延迟1个和3个AD时钟周期后再进行逻辑与运算产生。同时延迟了1个和3个AD时钟周期后的中间信号可以分别用于读取A通道和B通道的数据的时钟触发信号,采样时序如图4所示。
3.2 FIFO使用和控制
FIFO读写[8]时流程如图5所示。FIFO进行写操作时,写信号使能有效并且FIFO不为满时,输入总线(DIN)输入的数据会传输进FIFO,置位WR_ACK。如果FIFO持续写入并且没有读数据,仅当FIFO不为满时写操作有效。FIFO进行写读作时,读信号有效并且FIFO不为满时,FIFO内的数据输出至输出总线(DOUT)上,然后VALID置位。如果FIFO持续读出并且一直没有写入数据,仅当FIFO不为满时写操作才会有效。FIFO读空后,如果再有读要求时,将不再响应,这时下underflow标志置位。FIFO将保持该状态,直到写操作到来。在采样数据到来时,应通过一个程序来分拣数据,分别放入两个FIFO进行存取。
3.3 FPGA的FFT变换和单片机通信软件设计
两个FIFO中依次读出采样数据进行变换,因此采用非连续型数据流模式,对于START信号,可以依次在每次转换前给其个脉冲,也可以在首个FIFO将其置高,等两次变换都做完后再拉低。写满第一个FIFO后开启FFT变换信号START、置低SCLR,开始第一次的FFT变换,当START变高之后的第一个时钟上升沿到来时开始读数据,读完1024个点后,开始转换,BUSY拉高。程序流程如图6所示。
4 实验验证
测量值与数字电桥测量值对比如表1-3所示。
从测试实验可以看出,设计的RLC测量仪的电阻测量范围为50Ω～20MΩ,误差在5%以内,电感测量范围为1mH～1H,误差在为8%以内,电容测量范围为100pF～50μF,误差在5%以内 。设计采用了MSP430F4617单片机智能控制,FPGA进行数据高速处理变换,实现了一定范围的智能化准确测量。
参考文献
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电感测量 第5篇
随着比例放大器及数字控制技术的发展，比例方向阀控制系统中可采用位移实时反馈及电位校正等技术来提高系统的静态、动态性能。电感位移传感器灵敏度高、非线性误差小、可靠性好、使用寿命长，在油污、高温等恶劣环境下广泛应用[1,2]。在位置检测系统中，将电感式位移传感器检测到的交变电压信号经电路处理转化成与位移成正比的直流信号，经AD转化输入微机或DSP来处理位移信号并进行控制[3]。为了提高系统的控制性能，首先设计要求传感器检测部分对位移的实时测量要精确，采用差动式消除非线性误差、温漂等。
1 差动螺线管式电感位移传感器
在实际应用中发现差动螺管式电感传感器有两线圈结构和三线圈结构，差动自感传感器为两线圈结构如图1(a)所示，理论上其结构工艺完全对称，两线圈匝数及材料完全相同，其等效电路图如图2(a)。三线圈差动电感传感器常采三节式结构可以有效的消除零点误差，在测量应用中三线圈差动位移传感器通常按照输出接口的数量分为三线制、四线制和五线制，图1(b)为三线制的三线圈差动电感传感器结构示意图，其等效电路图如图2(b)所示。图1(a)中I和II表示两个完全相同线圈，图1(b)中I和II表示两个完全相同线圈，III是可以与I和II产生互感量一个线圈。图2中Z1、Z2、Z3分别为线圈I、II、III的内阻，L、L2、L3分别为线圈I、II、III的内阻自感量，E为激励电压。图2(b)中M1为线圈I与III的互感量，M2为线圈II与III的互感量。
两线圈电压输出公式
三线圈电压输出公式
式中ΔL为自感变化量，Δr为内阻变化量，ΔM为互感变化量，L0和r0分别为线圈I及II的初始电感和内阻，L3和r3分别为线圈III的电感和内阻，I1、I2、I3分别为通过三个线圈的电流。从两个输出电压公式可以看出三线圈结构比两线圈结构的电感传感器的输出电压公式中增加了互感变化量，可以有效的改善线性区间内的线性度，并在后面的实验中得到验证。
2 电感传感器测量放大电路
应用中传感器采集来的位移信号一般不能直接作为系统的反馈信号，常采用检测反馈测量放大电路来对其进行后续的处理，将其转换为标准的模拟输入电压信号，因此当传感器型号选定后其灵敏度、测量精度是一定的，为保证反馈位移信号的测量精度要求检测反馈测量放大处理电路的要有较高的灵敏度和准确性，针对这两种传感器设计了专门的测量放大电路。
2.1 检波电路
采用检波电路既可判别衔铁移动方向又可以改善输出特性，减小零点残余电压。电路一般由震荡、放大、相位跟随、检波、滤波等几个部分组成。此电路成本低、结构简单、频率高、调试方便，但也同时具有模拟电路常见的精度低的缺点[4,5]。
2.1.1 正弦波发生电路
它为线圈提供激励信号，并且为检波电路提供同步信号。采用文氏电桥震荡电路[6]，如图3所示。震荡频率为，集成运放UB2组成放大器，R28、C11和R29、C12组成串并联选频网络，其输出的一路接运放的正相，构成正反馈，另一路由R26、R27分压接运放的反向输入端，构成负反馈放大电路。
UB3、D4、D5和Q3组成稳幅起振电路，要使电路中产生自激振荡需满足起振条件:增益AF大于3，此时Q3截止;起振后稳幅，增益AF等于3,Q3导通。利用放大器反馈强弱的自动调节来实现稳幅，振幅增大时，负反馈系数自动增大，负反馈作用增强，抑制振幅升高;反之，负反馈作用减弱，振幅下降。
2.1.2 方波产生电路
正弦波经C8、UB1产生频率为2.41 k Hz的同步方波信号。
2.1.3 测量放大器直流输出电路
当衔铁处于中间位置时，调节电位器VR1使电桥平衡，消除零点残余电压，输出电压VOUT为0;当衔铁向上移动时，上面线圈L1阻抗增大，下面线圈L2的阻抗减小，经UA4放大器求差、移相电路得正弦信号U1，当U1为负时，Q2导通，当U1为正时，Q2关断，经半波检波后VOUT输出与位移相对应的稳定正电压;当衔铁向下移动时，L1阻抗减小，L2阻抗增大，同样Q2导通时，VOUT输出与位移相对应的负电压。经实际验证所设计的开关型半波检波电路达到了预期目的。
2.2 基于AD698的传感器测量放大电路波电路
采用AD698芯片大大减小了电路板体积，有良好的可靠性，只需简单的设计一些外围电路，就可消除传统的信号调整电路与电压差动位移传感器接口处的不利因素，不需要内部补偿电路[7,8,9]。
该芯片由低失真的正弦波发生器、功率放大器、比例电路、滤波电路、A、B两个同步解调通道以及输出放大电路组成。根据AD698芯片介绍手册，计算并选择外围电路主要元件其参数如图6所示，芯片输出信号VOUT公式为
式中VA、VB分别为同步解调A通道和B通道的输入电压;偏置电压VOS为
提高灵敏度可以有效的提高电路的测量精度，缩小B通道的输入信号能取得最佳效果。为了满足AD698芯片输入VA/VB的允许范围[-1 1],A通道采用桥式接法，当活动衔铁处于中间位置时，为了使A通道电位差为0，即Vin+与Vin-的压差为0，调节电阻R7，从而满足输入量要求如图6为差动传感器改进后的AD698信号处理电路。
3 电路静态性能的检测分析
如图7为位移传感器测量电路特性测量实验台[10]，采用三坐标测量仪精确测量出阀芯微小位移，记录每次阀芯移动时所对应的电压、位移值。
3.1 两种差动电感传感器静态输出特性
采用AD698测量电路对两线圈和三线圈的差动直线位移电感传感器静态输出特性进行测量。单次行程测量结果如图8所示，从图中可以看出测量结果符合传感器输出特性。
图8(a)为三线圈差动电感传感器静态测量曲线，线性度良好的区间为0.67～9.21 mm，因此三线圈差动电感传感器有效行程x1约为8.5 mm，非线性误差为0.6%。图8(b)为两线圈差动自感式传感器测量曲线，线性度良好的区间从5.44 mm到15.63 mm，因此差动自感式传感器测量有效行程x2约为10 mm，非线性误差为3.3%。相比较两线圈差动自感传感器测量行程增大，但从局部放大曲线发现其线性度较差，而三线圈差动电感式传感器在测量位移小、线性精度要求较高的精确测量中可以达到良好效果。
3.2 改善灵敏度对三线圈差动电感传感器静态测量的影响
图9为位灵敏度不同时测量电压和位移的关系。提高灵敏度的同时，传感器仍能保持电压-位移较好的线性度，稳定性保持良好，但并不是灵敏度越高越好，随着灵敏度的增大，测量范围越来越窄，因此保证测量量程的同时可适当的增大灵敏度。此传感器的有效测量范围为8.5 mm，图9右图为满足量程的不同灵敏度比较图，S4灵敏度最大，但是在测量位移最大的两端，线性度不及灵敏度S5时的线性度，当灵敏度为2.4 V/mm时，满足量程，且线性度良好，既提高了灵敏度又满足要求。
4 电路动态性能的检测分析
4.1 无液压系统的比例阀阀芯动态检测
动态测量设备见图10。给比例阀施加不同的电压，电压越大阀芯受力越大，阀芯移动速度越快，斜率越大。图11为AD698测量电路对比例阀动态特性的测量结果，当比例阀施加不同的电压时，瞬态测量结果如图。通电为15 V时延时最小，经10 ms后达到线性测量区间。不同电压下线性度良好，可以实现实时准确测量与位移信号相对应的电压信号。
图12为半波检波电路对比例阀动态性能的测量，通电15 V时，经15 ms延时后到达线性测量区间。当比例阀施加不同电压时都存在一个非线性的部分，而且通电电压越小时，非线性部分越明显，图中A—B段斜率大，电压随时间变化大，B—C段斜率小，电压随时间变化较小。造成原因:第一，选用的三极管静态工作点不合适，线性不好，放大器不仅放大了输入信号，还放大了输入信号的高次谐波;第二，放大电路中电容C6，电容两端加正向电压时电容充电，电容内会有残留电压，电容器储存了电容器一边储存了电荷，另一边储存电子，开始加反向电压时，由于残留电压存在，电子移动速度快，斜率较大。
4.2 液压阀动态开口测量
针对Valvistor型液压插装阀主阀芯位移开口量的检测结果如下，该比例阀系统中由比例节流阀与定差减压阀形成比例调速阀，从而实现输入电信号对于流量的单调控制。实验检测系统中比例节流阀的开环动态阶跃响应特性，如图13所示为主阀芯位移的开环阶跃响应特性曲线。
Y轴对表示由基于AD698的电感传感器测量电路检测的到的主阀芯位移量。图13(a)为系统压力10 MPa，主阀开口位移分别为0.2 mm、0.6 mm;图b为系统压力3 MPa，主阀开口位移分别给定为0.4 mm、0.9 mm。
对比两组曲线看出:
(1)当系统压力增大后，主阀动态响应速度也加快;
(2)系统压力一定时，随主阀芯开口位移的增大，到达设定位移的时间增大;
(3)图中可以看出阀芯的动态响应非常稳定，无超调量和振荡。
施加系统压力8 MPa或者3 MPa，当主阀输入电信号为定值4 V，对应阀开口为0.4 mm，图14为主阀流量与阀芯位移电压之间的关系曲线。流量随主阀开口增大而逐渐变大，曲线表明该阀有良好的控制精度和动态响应特性。
5 结论
(1)三线圈差动螺管式电感传感器改善了传感器线性区间的输出特性线，性度变好;
(2)AD698测量电路与半波检波电路相比较，静态输出线性度、重复精度都比较好，并且迟滞性都很小;
(3)在保证测量量程条件下，用来提高AD698测量电路灵敏度的电路，可以有效的提高灵敏度;
(4)当测量无液压系统的阀芯移动时，AD698测量电路有良好的线性度和快速的动态响应，但是半波检波电路有一个非线性区间，两种电路都可以用于比例阀位移检测，对测量要求较高时，采用AD698测量电路能更好的实现实时准确测量;
(5)主阀给一定的电压值，阀芯对应有一个开口位移，系统压力越大时，主阀响应速度越快，AD698测量电路可以实现对液压系统的实时动态测量，测量效果良好;
此外两种传感器检测电路还可以应用到微振动信号测量、非电量电测等系统中。
摘要：为实现液压阀开口位置的精准测量,针对两线圈和三线圈的差动螺线管式电感位移传感器设计了两种不同传感器测量电路,实验比较其静、动态性能的优劣;并且对基于AD698的外围测量电路进行改进,从而提高位移检测的灵敏度。比较两种传感器的静态输出特性;在Valvistor型液压插装阀系统中采用AD698测量电路实时检测。当系统压力相同时,阀开口大小对传感器测量电路响应速度的影响;且系统压力越大阀动态响应速度越快,同时检测了主阀位移量与流量的关系。
关键词：差动螺线管式电感传感器,检波电路,AD698,灵敏度
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