永磁材料和永磁电机（精选12篇）
永磁材料和永磁电机 第1篇
在传统的DTC中, 速度环多采用PI控制器, PI控制器具有控制结构简单、稳定性好、反应速度快等优点, 但是PMSM具有多变形、强耦合性和强非线性的特点, 要实现高性能的控制, 必须克服不确定性因素及非线性因素对系统造成的不良影响, 而线性控制难以满足高性能的要求[1,2]。自抗扰控制器能实时地估计并补偿系统的内外扰动, 结合非线性控制策略, 可以达到很好的控制效果, 其本来是只对对象模型未知的一种控制方法, 标准的自抗扰控制器不需要精确知道被控对象的模型, 只要知道模型的阶次就可以设计出对象的自抗扰控制器[3,4]。在永磁同步电机的调速系统中, 一般是根据速度输出方程设计出速度环的一阶自抗扰控制器, 其中ESO用来估计速度、转矩等因素给系统带来的扰动, 对系统进行补偿[3,5,6,7]。
在电压矢量选择上, 传统DTC一般是将定子磁链和转矩的偏差信号输入到两个滞环比较器, 并根据滞环比较器的输出及定子磁链的空间相位经过查表选择合适的电压矢量[4]。这种基于开关表的直接转矩控制造出来的空间电压矢量数量有限, 在空间是离散的, 不能很好地满足每个控制周期内对控制电压提出的要求;而且在扇区交界处可能会出现选择错误, 从而造成电机的震荡现象。空间电压矢量调制能够在一个周期内通过相邻的两个电压矢量合成任意的空间电压矢量, 增加了电压矢量的选择, 将传统直接转矩中的感性控制提升为精准控制[8]。
针对上述问题, 本文提出将自抗扰控制和空间电压矢量调制结合起来形成一个新的控制系统。自抗扰控制器克服了传统PID控制器的不足, 而电压空间矢量确保了功率器件开关频率的稳定性, 很大程度上降低了磁链的脉动, 弥补了滞环比较器的不足。并用MATLAB进行了仿真实验, 实验结果证明, 相对于传统的直接转矩控制, 新型的直接转矩控制系统在各方面都有更好的控制效果。
1 直接转矩控制原理
由电机学理论可得表贴式电机的转矩表达式为:
式 (1) 中, Ls为电机的等效电感, np为电机的极对数, ∣Ψs∣为定子磁链的幅值, Ψf为转子磁链幅值, δ为定子磁链与转子磁链之间的夹角。在电机稳定运行的情况下, δ保持恒定, 即为负载角。
将上式中的定子磁链幅值设为恒定值, 对式 (1) 两端微分, 得:
由上式可以看出, 电机的电磁转矩与电机的负载角之间存在一定的关系, 故可以通过控制负载角δ来控制电机的电磁转矩, PMSM的传统直接转矩控制框图如图1所示。
2 永磁同步电机的自抗扰控制
2.1 自抗扰控制的基本原理
ADRC控制是韩京清教授提出的一种非线性控制方法, 通过非线性变换, 将非线性系统转化为线性系统的积分串联型结构。其主要由3部分组成:跟踪微分器 (TD) 、扩张状态观测器 (ESO) 和非线性状态误差反馈控制器 (NLSEF) 。
在图2中, v为输入信号, TD的输出信号, v1为输入信号v的微分信号, v2为v1的微分信号, 以此类推, vn为vn-1的微分信号;e1, …, en分别为v1, …, vn和z1, …, vn相对应的误差;w (t) 为被控系统的扰动信号;y为被控对象的输出信号。TD主要用于跟踪输入信号以及其微分信号, 给输入信号安排过度过程以及滤除噪声。
假设被控对象为:
式中, f (x1, t) 为未知部分, bu为已知, 令x2=f (x1, t) , 则被控对象表示为:
TD主要用于跟踪输入信号以及其微分信号, 给输入信号安排过度过程以及滤除噪声。
ESO在ADRC中起着关键作用, 它对系统的未知扰动部分进行估计。ESO的数学模型可以表示为:
其中, z1→x1, z2→x2, 饱和函数fal (e, α, δ) 用于抑制信号抖动, 可以表示为:
NESEL主要对图2中的误差信号进行非线性组合得到被控对象的原始控制量, 然后根据ESO估计出的扰动对系统进行扰动补偿。其数学模型可以表示为:
2.2 自抗扰控制器的设计
表贴式永磁同步电机的运动方程为:
其中, J为电机的转动惯量, ω为电机转速, B为电机粘滞系数, np为电机极对数, Te为电机电磁转矩, TL为负载转矩。
由式 (6) 可得:
上式中的TL和ω是系统的不确定因素, 故将归为外部扰动因素w (t) , 则式 (7) 变成:
将w (t) 扩张为新的观测状态, 即x1=ω, x2=w (t) , 这样式 (8) 变为:
考虑到TD主要给输入信号安排过度过程, 为了系统的简洁性和快速性, 本文没有采用该模块。自抗扰控制器框图如图3所示。
3 SVM调制策略
SVM的目标是利用逆变器固有的基本电压矢量合成所需要的参考电压矢量。将Uref作为SVM的参考输入信号, 在一个控制周期Ts内, 通过对相邻两个基本电压矢量以及零电压矢量作用时间的控制, 使其平均电压值与参考电压值相等。
如图4所示, U1~U6为有效电压矢量U0和U7为零电压矢量;Ts为系统的采样时间, t1和t2分别为两个相邻的有效电压矢量的作用时间, t0为零电压矢量的作用时间。
以第Ⅰ扇区为例:
根据该式 (14) , 可以得到任意的空间电压矢量。
将参考电压矢量分解到α、β坐标系上, 结合式 (14) 和图4可得:
由式 (11) 得:
将速度闭环得到的参考电磁转矩Te*与实际到的电磁转矩Te的偏差通过PI调节器估算出负载角的变化量Δδ。
α、β轴的参考磁链为:
其中, ∣Ψs*∣为定子参考定子磁链幅值, θ为上一时刻定子磁链的位置角。
假设系统的采样时间为T, 由磁链和电压的关系可得, 在α、β轴的参考电压矢量:
新型控制系统的原理框图如图5所示。
4 实验仿真结果
为了验证本文提出的理论相对于传统的直接转矩控制策略的优势, 利用MATLAB/Simulink分别对两种理论进行了仿真实验。本仿真电机参数为:电子电阻R=2.875Ω, 定子等效电感Ld=Lq=8.5×10-3H, 转子磁链ψf=0.175Wb, 转动惯量J=0.8×10-3kg·m2, 运动阻尼系数B=0, 电机极对数np=4, 参考定子磁链幅值∣ψs*∣=0.175Wb。额定转速为1000r/min, 额定转矩为3N.m。
从图6 (a) 和6 (b) 可以看出, 在电机的启动阶段, 传统直接转矩控制系统和本文提出的新型的控制系统的反应速度都很快, 但是传统的直接转矩控制在初始启动阶段有明显的超调, 并且达到给定速度的时间要远远长于本文提出的新型控制方法;在t=0.15s突然加载的情况下, 传统的直接转矩控制和本文提出的新型直接转矩控制在经过一段时间后都能能恢复到原来的运行状态, 但是后者的恢复速度要快于前者;根据图6 (c) 可以看出, 当负载转增加的比较大时, 系统稳定后, 电机运行的实际速度是小于给定速度的, 而基于本文提出的新型系统稳定后, 能完全达到给定速度值。由图7可得本文提出的新型控制系统对速度的变化也能做出迅速的响应。
其中:
(1) 转矩由0N.m增大到3N.m。
(2) 转矩由0N.m增大到10N.m。
(3) 转矩增大到10N.m后的速度细节图。
传统DTC的定子磁链幅值如图8所示。
图9和图10分别是在两种不同的控制策略下的定子磁链的幅值, 从图中可以看出, 传统DTC中的定子磁链幅值在0.172Wb~0.178Wb之间浮动, 在基于本文算法的定子磁链幅值在0.1732Wb~0.1765Wb之间波动, 可见定子磁链的脉动得到了一定的改善。
5 结束语
通过本文的分析以及仿真实验结果, 可以看出, 与传统的直接转矩控制相比, 基于ADRC和SVM的直接转矩控制不但提高了速度的响应速度磁链的幅值, 还提高了系统的稳定性和抗干扰性, 并且在一定程度上改善了磁链的脉动。
参考文献
[1]周扬忠, 胡育文.交流电动机直接转矩控制[M].北京:机械工业出版社, 2010.
[2]王成元, 夏加宽, 孙宜标.现代电机控制技术[M].北京:机械工业出版社, 2010.
[3]刘志刚, 李世华.基于永磁同步电机模型辨识与补偿的自抗扰控制器[J].中国电机工程学报, 2008, 28 (24) :118-123.
[4]冯涛, 陆华.永磁同步电机直接转矩控制及仿真[J].电机与控制应用, 2013, 40 (6) :27-31.
[5]王超, 李世华, 田玉平.基于自抗扰技术的永磁同步电机直接转矩控制[J].电气传动, 2007, 37 (7) :14-17.
[6]韩京清.从PID技术到“自抗扰技术”[J].控制工程, 2002, 9 (3) :13-18.
[7]Li Shi-hua, Liu Zhi-gang.Adaptive Speed Control for PermanentMagnet Synchronous Motor System With Variations of Load Inertia[J].IEEE Transactions On, Industrial Electronics, 2009, 56 (8) :3050-3059.
小型永磁式风力发电机的设计 第2篇
摘要：本文根据自己长期小型发电设备设计经验，结合现有小型永磁式风力发电机的特点，介绍了目前对永磁同步电机设计在电机结构和优化设计等方向的研究，提出了永磁同步发电机在定子硅钢片、转子外壳、轴等结构上进行改进的设计和计算方法。
关键词：发电机;永磁式;设计;风力;小型;
前言
我国社会经济发展迅速，对于能源的依赖较多。而能源对我国环境污染严重，需要大力开发清洁能源，加上国家地形复杂，人口又多，居住分散，小型风力发电系统因为属清洁能源，对环境无污染而被广泛利用。
目前的小型风力发电系统中，主要采用的是永磁发电机，由于永磁直流发电机换向装置易出现故障，寿命低，造成了风力发电维护难度，直接影响到其度电成本，因此，除了对电压波形有严格要求的系统之外，一般都使用永磁同步电机。
虽然，永磁同步电机采用永磁体励磁，无需外加励磁装置，无需换向装置，具有效率高、寿命长等优点。但是由于其励磁不能调节，从而使得电压调整率较高，输出电压波动范围较大。传统的全桥式调整依然会存在一些电压尖刺，对蓄电池的寿命影响很大。因此，需要对永磁同步电机进行设计改进，使其具有结构简单、重量轻、高性能的特点，以满足小型风力发电的实际需要。
1.永磁同步电机改进研究方向
1.1.电机结构方面
永磁电机的结构随着其技术发展，已有多种形式，主要有：永磁同步电机、永磁无刷直流电机，另外还有永磁盘式电机、永磁无轴承电机等特种电机。它们的设计准则都是利用稀土永磁体的高矫顽力，增加磁通、减小电枢反应、高速运行提高电磁效率。
1.2.优化设计方面
在稀土永磁材料价格昂贵的情况下，考虑如何合理地选择水磁体的工作点，使之在满足电机性能指标前提下，使所用的永磁材料最少，即电机的成本最低或体积最小。修改电机内部机构尺寸的参数，保证在同等电机性能下，电机的结构更合理，体积最小。
1.3.磁场分析计算和数值方法的研究
传统的电机性能分析方法为等效磁路法，这种分析方法，减少了计算所需要的时间，在初始估算、设计方法比较时比较适用，由于永磁电机内部结构越来越多样化，磁场分布也变得更加复杂，仅依靠这种分析方法已难以描述电机内部磁场的真实情况。
永磁电机设计中，除了电机新结构的发明创造外，最重要的.发展是用有限元方法进行磁场分析。为了充分发挥永磁材料的优异性能，永磁电机的结构和传统电机有很大的差别。永磁电机结构复杂，永磁材料的磁特性为各向异性等，这些都给磁场分析带来了新的课题。对于一些复杂的磁场环境，除了需要进行一维分析外，还需要进行二维分析，除了静态分析外，还需要进行瞬态分析。
2.永磁同步发电机结构改进的设计
2.1.同步发电机结构
同步电机作为交流电机的一种，其最大的优点是转速与频率间有严格不变的关系n=60f/p，即当电源频率恒定时，电动机转速不变，且与电源频率成正比。异步电机则没有这个优点。而且，同步电机定、转子两方磁场是相互独立、可控的。由于永磁电机不需要直流励磁电源，对于交流同步电机来说省去了励磁机、自励系统等。
2.2.同步发电机结构改进设计
发电机结构上改进设计主要有：定子硅钢片、转子外壳、轴的和轴承等方面设计。
2.2.1.定子硅钢片设计
电机选用硅钢片时需要注意几个要点：低铁损、高磁导率、硬度合适、耐蚀性能良好等。发电机采用牌号为DW360―50的无取向冷轧硅钢片，其厚度为0.5mm。冷轧硅钢片的叠压系数能够达到0.98，比热轧约高3%，考虑到加工工艺，预选取叠压系数为0.93。选择定子槽的槽型，在小功率永磁电机中，常用的电枢槽型有梨形槽、半梨形槽、矩形槽、半闭口矩形槽等，在尺寸特别小的时候还采用圆形槽结构。冲片数量根据电枢计算所得到的定子长度来确定，通过冲片压板将冲片压装在定子支承轴上，并采用斜槽结构，斜槽的扭转宽度正好等于一个槽距。
2.2.2.转子外壳设计
为了便于安装永磁体、便于对电机内部结构进行维护，电机所设计的转子外壳分成三个部分，包括：转子前壳、转子后壳和转子外壳，通过螺栓连接成一个整体。做成三个部分的好处是，各个部分都可以使用钢材或钢管车削而成。在加工过程中，可以根据需要，随时将三个部分临时进行组装，组合起来进行精加工，可以保证整个设备的加工精度。转子外壳用于安装永磁铁，需要在其内表面铣出凹槽。转子前后壳需要安装轴承，其结构根据轴承计算获得尺寸设计。转子后壳还需要和叶片连接。
2.2.3.轴的设计
电机的支承轴可以划分成四个部分：两个用于和轴承装配的轴段，一个安装定子矽钢片的轴段，另一个安装在基座上的轴段。轴的直径首先由轴承计算所确定，再确定其余轴段的直径。在设计轴的长度时，需要注意叶片于塔架之间的间距问题，因此在电机到基座之间，轴应该预留一段长度，并通过后续有限元分析，在保证结构强度的前提下，优化这段尺寸。
2.2.4.轴承的设计
轴承的选用和计算是很关键的一个部分，它的确定，是发电机中几个主要结构尺寸确定的前提条件，如转子前后壳、轴等。
2.2.5.设计时，除了这些主要零部件需要确定外，还需要考虑以下几个方面的问题：
2.2.5.1.发电机整体的密封问题。在发电机的各个连接部分存在防水、防尘问题。如在转子前后壳与转子外壳连接部分做出凸台、轴承盖选用的密封件、转子后壳的一端做成密封形式等。
2.2.5.2.转子后壳二端螺孔问题。由于转子后壳二端是密封的，为了方便维护安装在这个附近的轴承，需要做一个螺孔，用于顶出轴承，并且在平时需要用螺栓将孔密封。
2.2.5.3.叶片叶柄表面保护问题。考虑到新型叶片材料采用的是玻璃钢，为了防止安装时，螺栓将叶片叶柄表面压坏，需要设计一块压板垫在叶片与螺栓头之间。
3.永磁同步发电机计算方法
永磁电机的计算有多种思路，着眼点不同，计算过程中的侧重点也不相同。直接计算方法计算过程简单，误差较大，但在电机设计初步阶段对计算要求不高的前提下，其设计计算的误差尚可以接受，可以与后期的试验分析相结合进行修改，最后得到结果。
在确定了永磁电机的类型、应用的环境以及所需要达到的设计指标后，通过电磁理论计算与电机外形结构计算相结合的方法对电机进行初步设计，然后，再通过后续的试验分析修正所计算的结果，最后达到设计目的。
3.1.设计计算指标
电机的计算指标为：
额定功率PN=2KW;
相数m=3，Y型连接;
极数对P=6;
额定相电压UN=50V;
额定转速nN=300r/min;
额定频率 =30Hz;
功率因数cos=0.9
3.2.主要尺寸设计计算
3.2.1.电枢绕组设计
首先确定电机的电枢绕组分配方案，包括电机中共使用多少对磁极、定子槽数、三相绕组的分配方式、采用单层还是双层绕组等。确定了绕组的分配方式后，根据槽的面积选择合适的槽满率以及导线类型，求出绕组的基本数据，包括：每相串联匝数N、电流密度J。
3.2.2.主要尺寸和参数计算
使用直接磁路计算法设计发电机结构的主要尺寸参数计算过程为：
3.2.2.1.根据小型永磁电机气隙特点选择永磁体的工作点，然后根据工作点选择永磁体类型，得到其性能参数。
3.2.2.2.预取线负荷A，使A/Bδ足够小以保证发电机有较好的外特性。
3.2.2.3.求解出转子尺寸，包括转子内径和转子外径。然后预取合适的气隙长度δ和长径比λ，求出定子外径和电枢长度。
3.2.2.4.永磁体尺寸计算，包括永磁体的磁化方向长bM、径向长度LM、永磁体体积VM、截面积SM、宽hM以及气隙长度修正和工作点气隙磁感应强度有效值计算。
3.2.2.5.由最初选择的绕线尺寸、电枢长度以及材料属性求出定子绕组的电阻;求出所选择的槽型的漏磁导数λS、齿和端部的漏磁导数λZ和λg，由这些导数求出基本漏抗X00和差漏抗Xov，最后求出整个电机的漏电抗Xσ。
3.2.2.6.根据所设计的转子轭形状，求出转子的漏磁导A。
3.2.3.输出特性
由空载磁通密度Φo、基波绕组系数KW一每相匝数N、额定频率?、可以求的发电机的输出空载电压Eo和空载磁势Fo。
3.2.4.参数修改
在直接计算法中，由于很多参数都是凭借经验选取，最后造成的误差可能较大，因此在计算完以后需要根据计算得到的结果修改所用到的参数，保证最后计算得到的结果达到预期目标。
参考文献：
[1]花为;张淦.新型集中绕组小型永磁风力发电机的设计与分析.电力科学与技术学报.-09-28
[2]王金平;周晓燕;唐任远.离网型低速高效永磁风力发电机的研制.中小型电机.-08-01
[3]包广清;李战明;施进浩.一种新型组合式横磁通永磁风力发电机.中国电机工程学报.-01-25
[4]高钰阁.对转双转子永磁同步风力发电机的设计与分析.沈阳工业大学.-12-24
高速永磁电机设计与分析技术研究 第3篇
高速永磁电机根据它功率密度和效率高的优点，具有极大的发展潜力，它广泛地应用于各种功率层级的场所，并发展成为目前国内在在电机方面所研究的一个热点问题。虽然高速永磁电机的相关技术遵循了电磁原理，但是高转速也带来了一些需要深入研究的问题。
定轉子的机构及其所使用的材料
高速永磁电机的运行除了电磁性能，它的转子结构和其所使用的材料对振动水平和高速转动也产生了直接影响，这也是对高速永磁电机相关技术设计和分析的关键一环。目前，高速永磁电机定转子常用的保护材料有玻璃纤维、碳纤维、凯夫拉纤维等纤维强度较高的复合材料，还有钛合金等特种合金，这种合金也是高强度的。定转子通常采用的两种结构是表贴式结构和两极圆柱的永磁体结构。前者的结构设计是将永磁体贴在轴的表层，然后由合金护套或符合材料进行保护。 通过对永磁体沿着径、轴向分段来控制它的内部涡流，从而消除内径处应力集中。后者的转子结构相对简单，它选取适当的过盈量使得永磁体在不同转速和不同温度下都受压力，主要是防止其离心力遭到破坏。这两种结构都是径向的磁场结构，可以达到功率密度较高的效果。
损耗情况分析及计算方法
a铜耗
铜耗是耗能的主要部分。在计算时，受临近效应（高频磁场对相邻导体产生的效应）和集肤效应（电流频率较高时使得电流密度聚集到导体表面）的影响，不可以直接运用直流电阻的计算方法，这会使得计算结果偏大。使用FEM的方法，通过直接对槽导体建模，不但能够提高精度，还能直接反映出导体内部的电流密度分布以及周边磁场，这也为定子的进一步优化设计指引了方向。
b定子铁耗
定子铁耗占据了所有耗能中很大的比例。一般采用比损耗法的方法对其进行计算，但是频率较高的时候，材料损耗的特性变化急剧，反而不再适用。对材料铁耗特性的精确测定是计算电机铁耗是否准确的第一步，通常采用单片测试仪和爱波斯坦方圈测试仪，这些都是具有国际标准的，但它们也只是测量了交变铁耗。若在旋转磁化的条件下，还要借助于更加复杂麻烦的二维甚至三维测试仪。
c风摩损耗
风摩损耗在传统的电机中一般不单独计算，因其电机速度低，风摩损耗很小。但在高速的电机中，损耗很高，甚至有的时候会是主要损耗。而风摩损耗是在气隙中的空气和转子表面的摩擦所形成的。在高速电机中，气隙中的空气通常是絮流状态，还伴随着轴向冷却气流，这使得计算结果与总结的经验公式有所出入。计算流体力学的方法是精度更高、理论更加完备的方法。它对转子端部或气隙的流体建模采用CFD仿真，计算出流体壁面切应力或者其能量变化，便得到了风摩损耗。
d转子涡流损耗
它包括齿槽和谐波所引起的不同的涡流损耗。它的计算方法通常包括有限元法和解析法，解析法通常在SPM电机中使用。解析法在计算速度上比较快，适用于在设计过程中存在对许多方案进行比较分析的情况，但在这种计算过程中进行了许多假设，因此忽略了许多因素，导致计算的精度难以保证，不具备普适性。而有限元法适用于对各种结构的转子涡流损耗的精确计算。二维有限元法的建模计算速度比较快，但忽视了轴向分段和端部效应的作用。三维有限元法能计算二者的影响作用，但是非常耗时。最近，研究人员分析研究了综合两种方法的优点的混合方法，虽然计算结果由于假设二维和三维谐波反应磁场是一样的，也存在一定的偏差，但也确实极大地提升了速度，减小了计算的规模。
高速永磁电机转子的支承技术
目前，高速永磁电机的轴承分为非接触式和接触式两种类型。前者包含了磁悬浮轴承和空气轴承，后者则主要是传统的滚珠轴承。从滚柱轴承，到空气轴承，再到磁悬浮轴承的发展，技术在一点点的进步，也更加的娴熟。另外，无轴承电机的使用原理是利用磁轴承从而产生电磁力，把磁轴承中能够生成径向力的绕组装置在电机定子上，结合解耦控制，能够在输出转矩时，也实现转子悬浮。但这项技术并未成熟，还需要深入探索研究。
结语
高速永磁电机的定子结构及其材料、损耗分析、转子支承技术等方面的研究都需要进一步完善和发展，相关问题也会持续是研究的热点。因此，主要技术的研究发展方向包括：新结构、新工艺、新材料在定转子方面的应用；定转子的损耗机理计算技术的探究；高速永磁电机的转子支承技术。随着高速永磁电机的技术发展与推广应用，它的设计必定会实现进一步的优化。
参考：
[1]王继强，王凤翔，孔晓光.高速永磁发电机的设计与电磁性能分析[J].中国电机工程学报，2008，28（20）：105-110.
永磁材料和永磁电机 第4篇
永磁同步电机因具有高效率、高功率密度而广泛应用于风力发电系统[1]。在风力发电系统中, 永磁同步电机自身一般无需速度闭环控制, 而是要求其对主控系统下发的转矩指令进行跟踪控制, 而电机的实际运转速度则由主控系统决定[2,3,4]。在传统的控制系统中, 转矩控制都是通过电流闭环控制间接实现的。首先, 电机驱动器接收主控系统的转矩指令, 并基于电机模型直接计算电流指令。其次, 通过电流闭环控制实现电流的无静差控制。在这种控制系统中, 在根据电机模型计算电流指令时, 需要已知电机的电感和永磁体磁链等参数。然而, 电机电感参数随励磁饱和会发生非线性变化, 而永磁体磁链也会随温度发生变化, 这都导致转矩控制精度降低。在实际的系统中, 由于缺乏扭矩传感器, 不能直接反馈转矩进行控制。因此, 要提高转矩控制精度, 必须设计精确的电磁转矩观测器, 而转矩观测依赖于定子磁链的观测。因此, 定子磁链观测是实现转矩精确控制的关键。
传统的定子磁链观测器可分为两种:电压模型磁链观测器和电流模型磁链观测器。然而, 电压模型磁链观测器受积分初始值和积分漂移的影响, 而电流模型磁链观测器受电机电感参数和永磁体磁链参数的影响。为此, 文献[5]针对电压模型磁链观测器, 提出了3种改进的方法。文中, 方法1由于难以准确设计限幅值而导致磁链估计精度不高, 方法2只适用于磁链不变的场合, 方法3引入了额外的比例积分 (PI) 调节器, 导致实现较困难。文献[6-7]采用低通滤波器代替电压模型中的积分, 并再分别进行幅值相位补偿, 从而得到定子磁链。然而由于引入了低通滤波器, 电机中固有的高次谐波会影响磁链的观测精度。文献[8]采用高通滤波器代替电压模型中的积分, 并再分别进行幅值相位补偿, 从而得到定子磁链。然而由于引入了高通滤波器, 直流偏量等低频信号会影响磁链的观测精度。文献[9]设计了混合电压电流模型的磁链观测器, 克服了传统的电压模型受积分初始值和积分漂移的影响, 但引入了电机电感和永磁体磁链等参数, 受参数影响较严重。
针对上述问题, 本文基于全阶滑模观测器, 提出了一种永磁同步电机定子磁链和电磁转矩观测器。尽管该观测器需要已知q轴电感参数, 但理论分析表明, 定子磁链观测不受q轴电感参数变化的影响。因此, 该观测器既保留了传统电压模型磁链观测器的优点, 又克服了传统电流模型磁链观测器的缺点, 与传统的磁链观测器相比, 磁链观测精度大大提高。基于该磁链观测器, 电磁转矩的估计精度也得到提高。通过闭环控制电磁转矩, 系统的转矩控制精度最终得到提高。仿真和实验结果验证了该方法的有效性。
1 永磁同步电机全阶滑模观测器
永磁同步电机基于有效磁链的全阶模型为[10]:
式中:D表示微分算子;iα和iβ分别为定子电流在静止αβ坐标系上的两个分量;uα和uβ分别为定子电压在静止αβ坐标系上的两个分量;ψα和ψβ分别为有效磁链在静止αβ坐标系上的两个分量;ψf为永磁体磁链;Ld为d轴电感;Lq为q轴电感;id为d轴电流;Rs为定子电阻;ωr为同步转速;θr为转子位置。
根据式 (1) 可建立基于有效磁链的永磁同步电机全阶滑模观测器, 如式 (3) 所示。
式中:, 其中为估计的电流值, M为电流滑模观测器的增益, sgn () 为符号函数;N为有效磁链滑模观测器的增益;为估计的有效磁链。
根据式 (1) 、式 (2) 可得电流与有效磁链的误差状态方程为:
根据广义滑模可达条件[11], 可定义李雅普诺夫函数为:, 则
为保证电流滑模观测器收敛, 需满足, 则滑模增益M必须满足:
当电流滑模观测器进入滑模动态时, 满足, 根据滑模等效控制的理论, 可得:
式中:sαeq和sβeq为滑模等效控制信号。
根据式 (4) 和式 (7) 可得:
同理, 可定义李雅普诺夫函数为, 则根据式 (8) 可得
为保证有效磁链估计值收敛于实际值, 需满足Nωr>0, 即可选择:
式 (6) 和式 (9) 给出了所提全阶滑模观测器的稳定性条件, 只要选择合适的滑模增益M和N, 便可保证系统稳定。
2 基于有效磁链的定子磁链和电磁转矩观测
在有效磁链得到准确估计后, 根据有效磁链和定子磁链的关系, 便可估计得到定子磁链, 如式 (10) 所示。
式中:分别为估计的定子磁链在静止αβ坐标系上的两个分量。
考虑到电磁转矩和定子磁链的关系, 由估计得到的定子磁链可估计得到电磁转矩, 如式 (11) 所示。
式中:为估计的电磁转矩;p为电机极对数。
由式 (3) 、式 (10) 式 (11) 共同构成了本文所提出的定子磁链和电磁转矩观测器。
3 参数灵敏性分析
与传统的电压模型磁链观测器相比, 本文所提出的基于全阶滑模观测器的定子磁链观测器也受定子电阻的影响, 但是克服了积分初始值和积分漂移的影响。与传统的电流模型磁链观测器相比, 本文所提出的定子磁链观测器需要已知q轴电感参数, 但不受d轴电感和永磁体磁链的影响。
由于在风力发电系统中, 电机常运行于高速区域, 定子电阻的影响可以忽略。为了进一步比较本文所提出的定子磁链观测器与传统的电压、电流模型磁链观测器的优缺点, 进一步分析了q轴电感参数对定子磁链观测的影响。
由式 (3) 可得参数Lq存在误差时的全阶滑模观测器, 如式 (12) 所示。
式中:为q轴电感误差值。
由式 (1) 和式 (12) 可得考虑q轴电感误差时的电流和有效磁链误差状态方程, 如式 (13) 所示。
当电流误差收敛时, 根据等效控制原理可得:, 进而可得:
考虑到电流误差收敛, 即。假设电流为iα=Icos (ωrt+θ0) , iβ=Isin (ωrt+θ0) , 其中I为电流幅值, θ0为电流初始相角。
近似认为电流幅值不变, 可得:
将式 (15) 代入式 (14) , 在时域求解所得的二阶微分方程 (见附录A) , 可得稳态解为:
又根据式 (10) 可知, 当q轴电感存在误差Lq-时, 得:
由式 (16) 、式 (17) 可得:
即
式中:ψsα和ψsβ为实际的定子磁链。
由式 (19) 可见, 即使参数Lq存在误差, 估计的定子磁链也等于实际的定子磁链, 即本文所提出的定子磁链观测器不受参数Lq的影响。
综上可得, 本文所提出的定子磁链观测器具有两大优点。
1) 与传统电压模型磁链观测器相比, 所提定子磁链观测器解决了积分初始值和积分漂移问题。
2) 与传统电流模型磁链观测器相比, 所提定子磁链观测器不受电机电感参数和永磁体磁链参数的影响。
基于该定子磁链观测器, 结合式 (11) , 电磁转矩可以得到精确估计。
4 仿真和实验结果
为了验证本文所提出的基于全阶滑模观测器的定子磁链和电磁转矩观测器的优越性, 进行了仿真和实验研究。仿真和实验所用电机的额定功率为110kW, 额定电流为250A, 额定电压为380V。实验中, 采用数字信号处理器作为主控制器, 采用变频器拖动异步电机, 以模拟风力发电机, 永磁同步电机运行于发电状态。
首先, 在电流闭环的条件下验证该观测器估计定子磁链和电磁转矩的精度。图1给出了实际的定子磁链、估计的定子磁链和定子磁链估计误差波形, 其中实际的定子磁链采用电流模型得到。图2给出了实际的电磁转矩、估计的电磁转矩和电磁转矩估计误差波形。仿真时, 电机参数均采用真实值, 电机运行于400r/min, 转矩电流给定值为60A, 在t=0.3s时, 转矩电流突减为30A。
由图1和图2可知, 本文所提出的定子磁链和电磁转矩观测器在电机参数准确时, 可实现定子磁链和电磁转矩的准确观测。
其次, 验证该定子磁链和电磁转矩观测器在电流闭环条件下对q轴电感参数变化的鲁棒性。图3给出了q轴电感Lq变化时的定子磁链波形, 图4给出了此时的电磁转矩波形。仿真时电机转速为400r/min, 转矩电流给定值为60 A, 在t=0.3s时, Lq突减为其真实值的一半 (其倒数增加为2倍) 。
由图3和图4可知, 在q轴电感参数变化时, 本文所提出的定子磁链和电磁转矩观测器仍然可以准确观测得到定子磁链和电磁转矩, 即该观测器不受电机电感参数的影响, 这与第3节理论分析结果一致。
传统的转矩控制方式均根据转矩指令计算电流指令, 进而通过电流闭环控制间接控制转矩。这时, 在计算电流指令时, 又再次引入电机电感等参数, 导致转矩控制精度降低。为此, 以估计的电磁转矩作为反馈可构造转矩闭环控制, 从而进一步提高转矩控制精度。图5给出了转矩闭环控制时的转矩指令、估计转矩、实际转矩和转矩误差波形。仿真时, 电机运行于400r/min, 转矩指令为200Nm, 在t=0.3s时, 转矩指令突增为400Nm。
由图5可知, 在转矩闭环控制的条件下, 系统的指令转矩、估计的电磁转矩和实际的电磁转矩一致, 即电磁转矩得到精确控制。
为了突出该算法的优势, 对比研究了该算法与传统的电压、电流模型磁链观测器算法。
首先, 与传统电压模型磁链观测器进行对比研究。传统的电压模型磁链观测器直接对反电动势进行积分, 从而获得定子磁链。然而积分算法受积分初始值和积分漂移的影响。图6给出了电机运行于400r/min, 电流为60A时的仿真结果, 人为在反电动势中加入了直流偏量, 以突出两种算法的优劣。由图6可清晰地看到, 传统的电压模型受积分初始值和直流漂移的影响, 导致定子磁链不能正确得到估计, 而基于全阶滑模观测器的算法则不受积分初始值和积分漂移的影响。
图7给出了基于电流模型的磁链观测器和本文算法的对比仿真结果。电机运行于400r/min, 电流为60A, t=0.3s时, Lq突减为其真实值的一半。可见, 电流模型受电感参数的影响, 在电感参数不准确时, 定子磁链估计值也不准确。但是本文所提算法不受Lq的影响, 定子磁链可以得到准确估计。
由图6和图7可知, 所提算法与传统的电压电流模型磁链观测器算法相比, 克服了积分问题和电机参数的影响, 更适用于工程应用。
为了进一步验证理论分析, 在实验平台上进行了实验研究。实验时采用电流环控制, 给定转矩电流为50A。采用泰克DPO3014示波器记录实验结果, 为了对实验结果进行量化, 将同时包含4个波形的示波器图片分别进行截图处理, 在Visio软件中加入了横、纵坐标。图8给出了电机运行于400r/min, q轴电感Lq减小时, 定子磁链、估计转矩和实际电流的波形。图9给出了电机运行于800r/min, Lq增大时, 定子磁链、估计转矩和实际电流波形。
在图8中, Lq突减为其真实值的一半 (其倒数翻倍) , 在图9中, Lq突增为其真实值的两倍 (其倒数减半) , 此时估计的定子磁链和电磁转矩都没有发生变化, 即电感参数Lq不影响定子磁链和电磁转矩的观测, 这与理论分析和仿真结果一致。
图10给出了采用转矩闭环控制时的转矩和实际电流波形。控制电机运行于400r/min, 转矩指令由200Nm突增为400Nm。
由图10可见, 当采用估计的电磁转矩构建转矩闭环控制时, 转矩控制具有良好的稳态和动态特性。在转矩指令突变时, 估计的转矩能准确快速跟踪指令, 电流响应很快。这与仿真结果一致。
由以上仿真和实验结果可见, 所提出的基于全阶滑模观测器的定子磁链和电磁转矩观测器可准确实现定子磁链和电磁转矩观测, 同时克服了积分的影响和电机电感参数的影响。进一步采用转矩闭环控制, 与开环控制相比, 可提高转矩控制精度。
为了进一步突出该算法的优点, 图11给出了基于传统电流模型磁链观测器算法的定子磁链观测实验结果。实验中, 给定转矩电流为50A, 励磁电流为0A, 电机转速为400r/min。当Lq突减一半时, 由图11可见, 定子磁链也减小很多, 这是因为传统的电流模型磁链观测器严重依赖于电机的参数。当电机参数不准时, 基于电流模型的定子磁链观测结果也存在很大误差。而由图8和图9可见, 本文所提算法不受电感参数的影响, 与传统电流模型定子磁链观测器相比, 参数鲁棒性更强。基于传统电压模型的磁链观测器算法受积分初始值和积分漂移的影响, 因而在实验中根本不能观测出定子磁链, 其实验波形也就不再给出。
5 结语
为了克服传统的电压模型磁链观测器和电流模型磁链观测器所存在的缺点, 本文提出了基于全阶滑模观测器的定子磁链和电磁转矩观测器。该观测器相对于传统的电压模型磁链观测器而言, 克服了积分初始值和积分漂移的问题, 相对于传统的电流模型磁链观测器而言, 克服了电机电感参数和永磁体磁链等参数的影响。因此, 基于该观测器的定子磁链观测精度得到提高。基于估计的定子磁链可进一步估计得到电磁转矩。通过引入转矩闭环控制, 与转矩开环控制相比, 转矩控制精度得到提升。仿真和实验结果验证了该方法的有效性。
由于实验平台缺乏扭矩传感器, 无法直接测得实际的电磁转矩。在改造实验平台后, 需要进一步研究对比估计的电磁转矩和实测的电磁转矩, 以验证该算法的有效性。这将是下一步的研究重点。
附录见本刊网络版 (http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx) 。
参考文献
[1]MORIMOTO S, KAWAMOTO K, SANADA M, et al.Sensorless control strategy for salient-pole PMSM based on extended emf in rotating reference frame[J].IEEE Trans on Industrial Applications, 2002, 38 (4) :1054-1061.
[2]XU Qiwei, SONG Liwei, TIAN Dewen, et al.Research on intelligence torque control for the electrical variable transmission used in hybrid electrical vehicle[C]//International Conference on Electrical Machines and Systems (ICEMS) , August 20-23, 2011, Beijing, China:6p.
[3]ERRAMI Y, MAAROUFI M, OUASSAID M.Modelling and control strategy of PMSG based variable speed wind energy conversion system[C]//International Conference on Multimedia Computing and Systems (ICMCS) , April 7-9, 2011, Ouarzazate, Morocco:6p.
[4]MANSOUR M, MANSOURI M N, MIMOUNIV M F.Study of performance of a variable-speed wind turbine with pitch control based on a permanent magnet synchronous generator[C]//8th International Multi-conference on Systems Signals and Devices (SSD) , March 22-25, 2011, Sousse, Tunisia:6p.
[5]HU Jun, WU Bin.New integration algorithms for estimating motor flux over a wide speed range[J].IEEE Trans on Power Electronics, 1998, 13 (5) :969-977.
[6]SHIN M H, HYUN D S, CHO S B, et al.An improved stator flux estimation for speed sensorless stator flux orientation control of induction motors[J].IEEE Trans on Power Electronics, 2000, 15 (2) :312-318.
[7]MIHAI C, XU Longya.An improved flux observer based on PLL frequency estimator for sensorless vector control of induction motors[J].IEEE Trans on Industrial Electronics, 2006, 53 (1) :50-56.
[8]王宇, 邓智泉, 王晓琳.一种新颖的电机磁链辨识算法[J].中国电机工程学报, 2007, 27 (6) :39-44.WANG Yu, DENG Zhiquan, WANG Xiaolin.A novel algorithm of motor flux estimation[J].Proceedings of the CSEE, 2007, 27 (6) :39-44.
[9]FOO G H B, RAHMAN M F.Direct torque control of an IPMsynchronous motor drive at very low speed using a sliding-mode stator flux observer[J].IEEE Trans on Power Electronics, 2000, 25 (4) :933-942.
[10]HASEGAWA M, MATSUI K.Position sensorless control for interior permanent magnet synchronous motor using adaptive flux observer with inductance identification[J].IET Electric Power Applications, 2009, 3 (3) :209-217.
[11]苏健勇, 李铁才, 杨贵杰.基于四阶混合滑模观测器的永磁同步电机无位置传感器控制[J].中国电机工程学报, 2009, 29 (24) :
永磁材料和永磁电机 第5篇
摘 要：本文简要对爪极式永磁同步电机在日常检测中发现的问题进行了分析,找出故障的根本原因,并提出了解决的具体措施，为今后爪极式永磁同步电机的研发和运用提供了参考。
1.常见问题分析及措施
爪极式永磁同步电机由于组装机台不合适、原材料的不良，坏境或人工原因，经常会出现许多问题，主要表现在以下几个方面：
A 过载能力不足； B 噪音大； C 漏电； D 不转动。
针对以上问题逐一进行分析如下：
1.1 过载能力不足(力矩小)正常生产中，由于设计的电机参数已定电机的力矩不会有太大的变化。基于成本考虑电机力矩性能设计在下限时，也会因为种种原因使得电机的力矩偏小，下面将具体阐述这些影响力矩的细微方面。
A 温度
温度会影响漆包线的电阻值，温度升高随之电阻也会变大。所以夏季电机力矩偏低，冬季偏高。为了避免温度引起的差异，我们会在恒温实验室（25℃）内测试电机力矩。
B 油脂
油脂的稀稠度也会影响电机力矩，设计时候选择的油脂适用温度应该在电机工作温度范围内，油脂的添加要定量，油脂过多也会使电机力矩下降。
C 齿轮与齿轮间的磨合
齿轮齿面的粗糙程度也会影响电机扭力，由于微观的粗糙度肉眼无法轻易分辨，导致电机扭力偏低。应对此方面的影响，流水线上添加老化测试，使电机运行一段时间（半小时左右），改善齿轮间的配合。待老化测试后的电机回到常温后再次测试力矩，力矩会有一定的改善。
D 转子充磁不良
转子在充磁时，由于电压问题不饱和充磁，磁场强度偏低，也会使得电机扭力偏小。正常生产中此类问题很少出现，如有个例更换好的转子即可，成批出现则需要检查充磁机充磁参数时候被修改或机器发生故障。
E 漆包线
正常生产时，由于绕线机故障致使电机线圈圈数绕多绕少，也会影响到电机的力矩。但此类问题一般很少发生，预防此类问题可以在开机前绕一个样品测试样品圈数是否合格，合格在开线生产。
3.2噪音
由于和其他电机相比，同步电机有噪音小这一特性，所以对此项的要求会更高，大多数该类电机的噪音分贝值要求是不超过环境噪音以上10分贝之内。分析爪极式同步电机噪音产生的原因，首先把电机划分为两部分，一部分是齿轮箱，是整个产品的传输系统；另一部分是电机箱，是产品的主动系统。如图3，即为齿轮箱和电机箱的组成图，首先要学会判定是哪一部分内产生的噪音，然后才可以按步就班的分析是哪个零部件有问题。
齿轮箱
电机箱
图3：齿轮箱和电机箱组成图
如何判定噪音
当电机运行时，如果听到咔咔声，同时伴随有输出轴跳动，可以很肯定的判定是声音来自齿轮箱；另外，如果听到叮当声或摩擦声，同时伴有电机的震动，可以判定声音来自电机箱。 齿轮箱噪音分析及对策
对于齿轮箱可以采用逐级排除法，由于齿轮箱是齿轮传动系统，每级齿轮相互咬合。首先我们从最外一级齿轮（三轮）开始，取走三轮后，确认是否还有原来存在的咔咔声，如果没有，则可以断定是三轮和二轮之间的配合有问题。确定后第一要从原材料入手，各级齿轮之间是否有毛刺、是否有断齿；要更换原材料。第二齿轮轴和齿轮是否垂直，即进行垂直度检查。电机箱噪音分析及对策
电机箱内有噪音，根据声音可以直接判定噪音来自那些部分，例如叮当声是由于在转子表面沾有异物，金属性异物的声音更显清脆，那就得清洁转子；摩擦声肯定来自转子和极爪的间隙太小，会产生摩擦，如果转动一定时间后，这种摩擦会逐渐消失，摩擦后的碎屑会造成叮当声；另外如果伴随有电机的震动，那确诊为转子和极爪之间的间隙不均匀，要及时调整盖板和机壳极爪。
3.3漏电
根据JB/T8311-1996 爪极式永磁同步电机 标准，要求100%对电机进行1500V/S，不大于2mA试验电压测试，一般漏电产生原因可能有:绕组漆包线外漏；绕组漆包线划伤后短路；极爪之间有金属物，会导通电机造成。
针对第一种情况，我们采用控制绕线机的松紧度，有效地避免漆包线外漏，一般绕线时漆包线的张力控制在15-20g范围内；第二种情况经常发生在来料不良，如果线包在运输过程中包装损坏，就会对漆包线造成划伤，从而会发生短路现象，为了避免这类现象造成更大的损失，在测试线圈的工位增加了漏电测试；第三种情况可能在制作过程中误操作造成或在包装时包材没有清洁，这种情况到目前为止只有对作业员随时培训。3.4不转动：
永磁材料和永磁电机 第6篇
(上海海事大学物流工程学院，上海 201306)
0 引言
永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)以其结构简单、体积小、重量轻、损耗小、效率高等特点，广泛应用于国防、工农业生产和日常生活等各个方面，目前正向大功率、高功能和微型化的方向发展.PMSM大多采用直接转矩控制方法调速，仅根据已知矢量表进行控制，一般不对系统未来采样时间内可能产生的负载电流进行预测.［1-6]此外，直接转矩控制中的滞环控制器导致开关频率变化，当测量值与参考值的误差大于限定阈值时进行一次控制以减小误差，但在后续控制中误差可能再次超出阈值.长时间的控制计算会导致转矩和磁通超出滞环限制.［7]
采用预测电流控制方法对PMSM进行调速可解决上述问题.电机调速系统中三相脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)逆变器对电流的控制有一个周期延迟，预测电流控制的思想是在一个PWM周期内实现实际电流趋近并最终等于参考电流，具体方法是在每个周期内选取与参考电流误差最小的电流控制电压矢量，预测性地控制电流矢量.［8-12]预测电流控制实时优化开关配置，每次选择配置可以控制电流矢量轨迹相对于参考电流矢量轨迹保持最小的空间误差，并在未来的每个采样计算周期内重新选择配置状态，实时减小电流矢量误差.［13]预测电流控制能在尽可能短的时间内高精度地控制定子电流，这使得PMSM调速系统的动态性能更佳、谐波影响更低.
1 PMSM建模
1.1 PMSM数学模型
PMSM的三相绕组分布在定子上，永磁体安装在转子上.PMSM运行时定子与转子始终处于相对运动状态，永磁体与绕组以及绕组之间的相互影响使得电磁关系十分复杂，再加上磁路饱和等非线性因素，很难建立 PMSM精确的数学模型.为简化PMSM数学模型，假设:(1)忽略电机的磁路饱和，认为磁路是线性的;(2)不考虑涡流和磁滞损耗;(3)当定子绕组加上三相对称正弦电流时，气隙中只产生正弦分布的磁势，忽略气隙中的高次谐波;(4)开关管和续流二极管为理想元件;(5)忽略齿槽、换向过程和电枢反应等影响.［14]
PMSM的数学模型主要由电压方程、磁链方程和转矩方程组成，为简化运算、便于建模，采用两相旋转d-q坐标系下的数学模型，并通过坐标变换得到三相静止a-b-c坐标系下的方程.
PMSM在d-q坐标系下的电压方程为
式中:Rs为定子电阻;ud和uq分别为d和q轴的相电压;id和iq分别为d和q轴的相电流;Ld和Lq分别为d和q轴的电感;Ψd和Ψq分别为d和q轴的磁通;ω为电角速度.
由于d-q轴不是由真实物理量组成的坐标轴，在仿真试验中通过坐标变换得到a-b-c坐标系下的电压方程
式中:ua，ub，uc分别为 a，b，c轴的相电压;θ为 d-q坐标系与a-b-c坐标系之间的电角度.
永磁同步电机的磁链方程为
式中:Ψf为永磁转子产生的磁链.
永磁同步电机的转矩方程为
式中:p为电机的极对数.
把式(3)代入式(4)可得
式中等号右侧:第1项是定子电流和永磁体产生的转矩，称为永磁转矩;第2项是转子凸极效应引起的转矩，称为磁阻转矩.若Ld=Lq，则不存在磁阻转矩且永磁体磁链为常数，此时电机转矩只与iq有关，转矩方程简化为
1.2 PMSM模型离散化
离散化PMSM模型是为降低连续系统的时间复杂度，实现离散时间内的信号采样，为电流预测控制作理论准备.
根据式(1)可得PMSM在d-q坐标系下的状态方程
设Ld=Lq=Ls，可以推出
式中:Rs，Ls和Ψf为与时间无关的常数.
利用泰勒公式的一阶展开，得到PMSM模型的离散化方程［15]
为便于实现离散模型，需排除d，q轴电流的耦合效应.在仿真过程中选取满足香农采样定理的足够小的采样时间T，从而可以忽略采样时间内电机的旋转角度.因此，可以忽略矩阵F和H中T与ω相乘的项.
1.3 逆变器及其电压矢量
PMSM的驱动电流为三相相差120°的正弦电流，目前常用MOSFET或IGBT等电力电子器件构成的三相逆变电路对其进行矢量控制.三相电压型逆变器的拓扑结构见图1.
图1 三相电压型逆变器拓扑结构
图1 中，三相半桥电路控制三相电压(ua，ub，uc)的高低相位输出.每相半桥内两个开关通断相反(如ua和1－ua)，即仅有一个开关可以闭合，以避免半桥内部短路.同时，每相半桥电路可以输出高低两种电平，当上端开关闭合时输出高电平，反之为低电平.因此，单相半桥可能产生2种开关配置，三相半桥则有8(23)种开关配置.每种开关配置对应一组输出电压，见表1.
表1 逆变器开关配置与相间电压
当三组开关配置相同(即每相同时闭合上端或下端开关)时，逆变器无法形成电流回路，此时相间没有电压.这两组开关状态产生的矢量称为零矢量(U0与U7等价)，在后文中U0将不被应用于仿真模型.逆变器6组电压矢量和2组等价零矢量的分区和合成见图2.
图2 逆变器电压空间矢量的分区和合成
2 PMSM预测电流控制
PMSM预测电流控制的结构见图3，该闭环系统的主要控制变量为d，q轴电流.实时采集转速信号ω和三相定子电流ia，ib，ic，并通过坐标变换得到id，iq，与给定的参考电流 id0，iq0一起作为预测电流控制模块的输入.
图3 PMSM预测电流控制结构
PMSM预测电流控制遵循滚动优化思想，其原理是利用控制器内的动态模型，实时预测控制过程的未来趋势和变化.具体实施步骤如下.
步骤1 在采样时刻k，测量得到id(k)，iq(k)，ω(k)，并由7组电压矢量Ui(i=1，…，7)经坐标变换得到Ud(k)和Uq(k).
步骤2 利用 id(k)，iq(k)，Ud(k)，Uq(k)，ω(k)，根据式(9)得到7组预测电流 Id(k+1)，Iq(k+1).
步骤3 分别计算7组预测电流与参考电流id0，iq0的误差
步骤4 根据预测代价函数［15]
从7组预测电流矢量Ii(k+1)(i=1，…，7)中选取最逼近(即误差ei(i=1，…，7)最小)参考电流矢量I0的一组，作为采样时刻k+1的预测电流矢量.预测代价函数在线计算流程见图4.
图4 预测代价函数计算流程
步骤5 选择最优预测电流矢量Is(k+1)所对应的电压配置Ui(i=1，…，7)，决定图3中逆变器模块的开关状态，实现PMSM调速的预测电流控制.
步骤6 实时测出采样时刻k+1的电流id(k+1)和iq(k+1)，从k+1时刻开始重复使用上述步骤滚动优化.
3 PMSM调速系统仿真
3.1 PMSM调速仿真系统
采用MATLAB/Simulink仿真软件建立PMSM调速仿真系统，其主体结构见图5.
图5 PMSM调速仿真系统
参考电流id0，iq0和反馈电流id，iq被送入离散系统(Discrete System)模块，根据预测电流控制方法计算7组预测电流Ii(k+1)(i=1，…，7)，求出它们与参考电流的误差ei(i=1，…，7).将7组误差送入S函数编写的逻辑运算模块(Logic)中，求出最小误差后输出该组对应的电压矢量，通过直流电压模块(Udc)得到电机实际的三相电压，输入PMSM模型，其主要参数见表2.
表2 PMSM模型主要参数
3.2 预测电流控制仿真结果
在PMSM调速Simulink仿真系统中验证预测电流控制方法的性能.设定电机运行的初始转速为100π rad/s，在10 ms时引入10 000π rad/s2的加速度.为防止转速无限增加给系统带来危害，在40 ms时电机达到限制的最高转速400π rad/s，并持续30 ms.在70 ms时电机以－10 000π rad/s2的加速度开始减速，至90 ms时转速减至设定的200π rad/s后维持恒定.为更有效地观察PMSM调速系统的动态性能，除改变转速设定外还在仿真过程中加入负载变化.0～50 ms时电机空载运行，在50 ms时引入2.16 N·m的负载转矩.
仿真得到PMSM的电磁转矩曲线，见图6.10～40 ms时电机的加速转矩为1.8 N·m;50 ms时由于外部引入负载转矩，为维持转速恒定，电机的电磁转矩也升至2.16 N·m;70 ms时电机减速，电磁转矩相应减为0.36 N·m，以提供－1.8 N·m的减速转矩;90 ms时电机完成减速过程，电磁转矩恢复到2.16 N·m，以匹配外部负载，维持转速恒定.
图6 PMSM电磁转矩曲线
PMSM静止a-b-c坐标系三相定子电流曲线见图7.由图可知三相电流为相位相差120°的正弦纹波曲线.电流频率快速响应电机转速变化:随转速增大而变大、减小而变小.电流幅值快速响应电磁转矩变化:随转矩增大而变大、减小而变小.电流频率和幅值的快速响应均符合PMSM三相电流的控制规律.
图7 静止a-b-c坐标系三相定子电流曲线
PMSM旋转d-q坐标系两相电流曲线见图8.由图可知，d，q轴电流是以参考电流id0，iq0为基准的纹波曲线，随转速变化无较大波动，证明预测电流控制方法对电流控制的有效性.d轴电流一直在0附近振荡，在突加负载转矩时的瞬时振荡略增大.q轴电流与电机电磁转矩的变化趋势一致:在10～40 ms时保持在10 A;50～70 ms时保持在12 A;70～90 ms时保持在2 A;此后回升至12 A.
PMSM的转速曲线见图9.由图可见，预测电流控制方法可以使电机转速很好地跟随设定值，并且在增加负载转矩时仍能维持设定转速不变，证明该法对PMSM具有良好的调速特性.
图8 旋转d-q坐标系两相电流曲线
图9 PMSM转速曲线
4 结论
在分析和建立 PMSM模型的基础上，利用MATLAB/Simulink实现PMSM的预测电流控制.仿真结果表明:波形符合理论要求，系统可以平稳运行，具有较好的动态性能.采用预测电流控制方法不仅可省去整定参数的复杂过程，而且可实时预测电流，具有一定优越性.通过仿真可有效地分析PMSM的特性，也可为实际电机控制提供可行策略和思路.
［1]杨建飞，胡育文.永磁同步电机最优直接转矩控制［J].中国电机工程学报，2011，31(27):109-115.
［2]邱鑫，黄文新，杨建飞，等.一种基于转矩角的永磁同步电机直接转矩控制［J].电工技术学报，2013，28(3):56-62.
［3]杨鸣，施伟锋.基于多种群遗传神经网络的船舶发电机故障诊断［J].上海海事大学学报，2013，34(4):18-22.
［4]周志斌，谢卫，LORON L.正弦永磁同步电机转矩脉动抑制［J].上海海事大学学报，2009，30(2):65-71.
［5]李耀华，郭巧娟，吴俊，等.永磁同步电机直接转矩控制系统开关表分析［J].电气传动，2012，42(11):15-17，22.
［6]李耀华，马建，刘晶郁，等.永磁同步电机直接转矩控制电压矢量选择区域［J].长安大学学报:自然科学版，2012，32(1):95-100.
［7]RODRIGUEZ J，PONTT J，SILVA C A，et al.Predictive current control of a voltage source inverter［J].IEEE Trans Ind Electron，2007，54(1):495-503.
［8]于蓉蓉，魏学业，吴小进，等.一种改进型预测电流控制算法［J].电工技术学报，2010，25(7):100-107.
［9]刘春海，梁晖.风力发电并网逆变器预测电流控制方法研究［J].电力电子技术，2010，44(10):6-8.
［10]年珩，於妮飒，曾嵘.不平衡电压下并网逆变器的预测电流控制技术［J].电网技术，2013，37(5):1223-1229.
［11]宋文祥，阮智勇，朱洪志，等.异步电机低开关频率的模型预测直接电流控制［J].上海大学学报:自然科学版，201319(6):647-653.
［12]LIU H，LI S.Speed control for PMSM servo system using predictive functional control and extended state observer［J].IEEE Trans Ind Electron，2012，59(2):1171-1183.
［13]MOREL F，LIN-SHI X，RETIF J M，et al.A comparative study of predictive current control schemes for a permanent magnet synchronous machine drive［J].IEEE Trans Ind Electron，2009，56(7):2715-2728.
［14]屈鲁，谢卫，卢颖娟，等.六相感应电动机调速系统的建模与仿真［J].上海海事大学学报，2012，33(2):94-99.
永磁材料和永磁电机 第7篇
关键词：变频器,宽带测量系统,电机试验
1 前言
交流电机是现代工业的发动机, 在各行各业, 无数的交流电机驱动着各种生产线的运行。电机的性能关系到生产线产品的质量、产能。所以作为检测电机性能的电机测试系统是电机研究、生产和维修过程中不可缺少的重要环节。目前, 随着社会上环保意识和节能意识的提高, 采用公用直流母线变频器以实现电功率封闭;采用IGBT整流供电方式以减少谐波、提高功率因数的方案正逐渐代替传统的交流变频发电机组传动等方案, 已经成为主流方案。公司交流电机试验系统主要由ABB ACS800变频器、宽带测量系统、ABB-DW软件、工控计算机等设备组成, 主要试验对象为低压变频电机、永磁同步风力发电机。试验系统满足IEC规定的各种电机测试要求。
2 试验系统构成以及性能参数
试验系统采用ABB ACS800 multidrive变频器共直流母线方案, 整流侧采用一套整流单元, 共8个模块;逆变侧采用二套逆变单元, 每套逆变单元8个模块。在型式试验时, 能量可以进行回馈, 单台变频器使用时, 也能发挥设备最大功率。整套试验系统经过优化设计, 即满足了产品试验要求又节约了建设成本。
试验系统中的宽带测量系统采用独有的自校准技术、非线性校正技术及专业的布线技术, 与其他系列的产品相比, 采集精度可提高1~4倍。具有高带宽, 高线性, 高精度, 测量范围广, 高隔离电压等优点。测试电流在1%~100%范围内变化, 测试电压在2%~100%范围内变化时, 响应速度快, 相角误差小, 功率测量更精确。
试验系统中的A B B公司A C S 8 0 0Muti Drive变频器用国际领先的DTC (直接转矩控制) 技术, 无须转速计或位置编码器, 无需反馈, 以磁通量与电机转矩作为控制变量, 拥有更先进的电机工作数学模型, 能快速响应给定指令, 高精度执行指令, 满足高效变频电机的需求。
试验系统中的控制台操作通过触摸屏来完成各种电机功能测试。该试验系统可测试交流异步电机和永磁风力发电机。主要测试项目有起动特性、空载特性、负载特性、转矩转速特性等, 以及电机的温升试验。同时具备快速停机功能, 当发出停机指令时, 能强制传动装置逆变制动至停机, 电机处于制动状态, 发出的电能量返回电网。
3 用变频器完成产品试验的方法
由于传统电机产品试验方法一般采用变频发电机组或者调压器等做为电源来制定的, 当采用变频器做电源时, 原来的试验方法已不适用。因此, 采用变频器做为电源, 经过工程实践, 有以下内容同传统方法不同。
三相异步电机的空载试验是给定子加额定频率的额定电压的空载运行的试验。目的是检查电机的运转情况、判断噪声和振动是否符合要求;得到电机额定电压下的铁心损耗和在额定转速下的机械损耗;得到空载电流与空载电压的特性曲线。空载出厂试验, 首先需要进行三相电源平衡检查, 检测额定电压点三相电流平衡情况, 记录额定电压、额定频率下的三相电流Ia、Ib、Ic, 计算三相电流不平衡度 (任一相电流偏离平均值的程度, 容差为±10%) 。空载型式试验在Uo= (1.1~1.3) Un下逐步降低电压, 由于变频器此时采用V/F控制方法, 电压和频率是线性关系, 因此通过修改变频器的第27组参数, 修改磁通可以达到降低电压的目的, 直至电流开始回升时为止, 其间测取7~9组数据 (定子电流Io、电压Uo、输入功率Po) 。
三相异步电机的的堵转试验, 目的是测量电机的堵转电流和堵转转矩, 由于采用变频器控制, 变频器给出的启动转矩非常大, 因此必须将变频器的第20组限值参数进行修改, 限值参数包括电流值和转矩值, 同时修改第27组的磁通参数, 这样电机启动电流就会得到控制, 、当电机运行到额定频率时, 改变以上限幅值, 测量电机电压、电流、功率等参数。
三相异步电机的温升试验目的是通过试验得到定子绕组、轴承等部件在规定工作条件下运行, 测量稳定温升时的温度或温升值。目前, 使用变频器做温升试验一般采用两台电机对拖的形式。试验时将电动机调试到额定频率、额定电压下空载运行, 然后慢慢增加发电机端变频器的第25组转矩参数, 使得电动机达到额定功率运行。保持额定功率不变, 每隔半小时记录数据, 直到每小时线圈温度不超过2K, 则停机测量电机热态电阻, 计算温升数据。试验前电机的油量和水量都必须准确。此时发电机输出能量通过直流母线回馈给电动机, 整流侧只要提供电机和变频器损耗即可。
永磁风力发电机的轴承是个重要部件, 在产品出厂之前必须保证轴承的可靠性, 因此出厂试验主要也是考核轴承温升试验。出厂试验时, 电机可在在电动机模式下运行, 将电机运行到额定转速, 每半小时记录轴承温度与线圈温度数据, 直到轴承温度每小时不超过2K, 根据工业运行的情况, 厂内试验轴承温度标准建议控制在85℃内。待轴承温度稳定后, 记录电压、电流、功率等数据。
永磁风力发电机的额定转速下温升试验时, 被试机发电机和陪试机电动机的端电压都会随着负载的增加而增加, 同时变频器为限制电压的上升, 就会下调功率因数, 造成电流的上升。这样温升稳定会很难, 因此可以适当提高变频器的直流母线电压, 降低无功电流, 可以有效降低电流的作用。
结语
该试验系统已经运行了5年, 功能完全满足产品试验要求。通过对交流变频电机和永磁风力发电机的试验的研究, 结合变频器的特点, 不断完善了电机的试验方法。
参考文献
永磁材料和永磁电机 第8篇
1 PMSM模型
当令id=0,PM SM在d-q系下的数学模型为:
2无迹卡尔曼滤波算法
根据无迹卡尔曼滤波原理,设计预测方程:
一步预测、协方差阵方程如下:
预测方程如下:
预测的均值、协方差方程如下:
增益阵方程如下:
更新后状态估计、协方差阵方程分别如下:
3基于趋近律滑模转速控制器设计
式中,ωref为转速指令。
记,则将上式表示为状态空间形式为:
4仿真分析
设定PM SM和滑模速度控制器参数为:R=0.2Ω,p=4,ψf=0.1 75W b,J=0.089kg m2,Ld=Lq=8.5m H;α=2,c=1 00,k=50,ε=1 0,转速指令为500r/min,在t=0.5s突加负载TL=50N.m。计控制器仿真结果如图1所示。
由仿真结果可知,本文控制系统在工作期间,确保了系统的可控稳定,且转速控制响应速度快、抗扰动能力强。
5结论
本文提出了一种无迹卡尔曼滤波和滑模控制相结合的控制策略。其中,无迹卡尔曼滤波结构用于代替机械传感器为速度控制环在线提供电机的转速估计量,滑模控制结构用以克服传统PI控制器的固有缺陷。
通过仿真可知,二者的组合应用不仅可行,而且产生了令人满意的控制收益。
摘要：本文提出了一种基于无迹卡尔曼滤波和滑模控制的永磁同步电机转速控制策略。无迹卡尔曼滤波部分在线估计电机转速和位置,为速度环提供必要反馈变量。滑模控制能够根据系统状态距离平衡点的远近而自适应调整趋近律速度。通过仿真结果验证了所提控制算法的有效性和可行性。
关键词：永磁同步电机,无迹卡尔曼滤波,滑模控制
参考文献
[1]袁雷,沈建清,肖飞等.插入式永磁低速同步电机非奇异终端滑模观测器设计[J].物理学报,2013,62(3):030501.
[2]林海,严卫生.基于无迹卡尔曼滤波的永磁同步电机无传感器直接转矩控制[J].西北工业大学学报,2009,18(3):204-208.
[3]Hans-Peter N ee.D eterm ination of d and q reactances of perm anent-m agnet synchronous m otors without m easurem ents of the rotor position[J].IEEE rans.on Industry A pplications,2000,36(5):1330-1334.
永磁材料和永磁电机 第9篇
1. 1三维有限元分析的计算量问题
三维有限元仿真计算量很大,稍微复杂的模型, 为了得到比较合理的结果,常常需要求解几十万乃至上百万阶的矩阵方程。二维有限元仿真具有计算量小的优点。例如求解Prius 04电动汽车的永磁同步电机,使用二维有限元仿真只需要5000左右的剖分单元就能得到满意的结果,而采用三维有限元仿真,则大约需要80万左右的剖分单元才能得到类似的精度。
1. 2永磁体涡流损耗的特点
永磁同步电机( PMSM) 的转子与定子磁场同步旋转,但是定子电流的时间谐波、定子磁动势的空间谐波以及定子齿槽造成的磁导变化均会在转子中引起变化的磁通[1],从而引起感应电势,这个感应电势可以在导体中产生涡流。传统的铁氧体永磁体的导电性差,涡流很小,而钕铁硼永磁体导电性比较好,容易形成涡流[2]。虽然永磁体中的涡流损耗相比电机的总损耗不大,但是转子的散热条件本身较差,而且有些电机的永磁体外部包有一层保护层,加剧了永磁体的散热问题,而钕铁硼永磁体的最大允许工作温度一般都比较低,过热时会退磁,文献[4] 中就存在一个实例。永磁体的温升问题是永磁同步电机设计中需要考虑的一个重要问题。
1. 3永磁体涡流损耗的计算
目前已经有许多关于永磁同步电机永磁体涡流损耗计算的文献。文献[2]提出的涡流损耗解析计算方法相当于简化情况下的二维有限元方法,文中提出的端部系数修正法并不一定是普适的。文献[3]建立了一个二维的永磁体涡流损耗计算模型, 但文章着重考虑了饱和对涡流损耗的影响,以及涡流损耗的分解,并没有对计算本身的准确性进行分析。文献[4]采用三维有限元分析求解涡流损耗, 从其给出的损耗波形图来看,存在计算异常之处。 文献[5]同时采用二维和三维有限元法计算,方法准确,考虑周到,并且指出两种情况下计算结果的差异, 但没有对此差异进行进一步分析。文献[7]中提出一种计算涡流损耗密度的公式,但是依然需要依靠三维有限元仿真方法才能得到结果。纵观以上文献,对永磁体涡流损耗的二维与三维有限元仿真结果之间的关系鲜有深入研究。如果能够找到这个关系,就有可能更多地采用二维有限元仿真来计算永磁体涡流损耗,这样,就可以很方便地用较少的计算资源得到较好的计算结果,具有十分重要的实际意义。
2二维有限元的特点
2. 1无限长模型
自然界的实体一般都是三维的,二维有限元仿真其实是对两类特殊模型进行仿真,一类是无限长旋转对称模型,一类是无限长轴向对称模型。在永磁电机有限元分析中,一般是采用无限长轴向对称模型,即沿着某一个方向( 轴向,本文中记为z向) 模型的截面完全相同,这时就用这个截面来代表这个模型。图1给出了一个二维有限元模型及其对应的三维有限元模型的例子,需要注意的是这里只画出了三维模型的一段,而不是全部,实际上它是沿轴向无限延伸的。
二维模型的求解结果就是对应三维模型求解结果沿z向截取一定长度得到的结果。这个长度可以指定,在商用软件中通常默认单位长度为1m。
2. 2感应电势特性
无限长模型对于感应电势的求解影响不大。如图2所示,假定磁场沿z向一致( 用任何垂直于z向的平面截磁场,得到的磁场分布都一致) ,并且只分布在短线圈的L1之间,或长线圈的L2之间。若短线圈感应电势为u1,长线圈感应电势为u2,那么有
从式( 1) 可以看到,单位长度的感应电势与长度无关。在无限长情况下,式( 1) 也成立。此结论是用二维有限元法精确分析感应电势的理论基础。
2. 3零电流约束
无限长模型还会产生非零电流问题。如图2 ( b) 中线圈外的变化磁场B,引发感应电场Ei。感应电场Ei除了能够在线圈内引起环流以外,还能在线圈上下端面之间引起电荷积累。当模型变为无限长时,不存在上下端面,没有电荷积累,但是会引起一个不从线圈另一边返回的电流。在二维场仿真时,表现为线圈两个截面电流之和不等于0。在用二维有限元分析永磁体内涡流时,这个非零电流可能很大。为了解决这个问题,在二维模型中需要施加零电流约束条件。仿真证明,施加零电流约束条件能够让二维仿真结果很接近三维仿真结果沿轴向中部截面上的结果。
2. 4铁芯损耗的计算
电机硅钢片中也有涡流损耗,同时还存在磁滞损耗等其他损耗,这些损耗合称铁芯损耗。硅钢片中的涡流损耗分布是很复杂的,需要很大的计算量才能求得。工程实际中,为了避免这个问题,经常采用损耗系数的方法来求取铁芯损耗,它实际上是一种统计估计方法。损耗系数通常根据实验数据确定。
2. 5永磁体涡流损耗比
现在试图寻找永磁体二维有限元涡流损耗和三维有限元涡流损耗的关系。
本文中永磁体均为长方形永磁体,建立如图3 ( a) 所示坐标系,y轴垂直纸面向里,z为轴向。记永磁体沿x轴方向边长为a,沿y轴方向边长为b,沿z轴方向边长为c。磁场沿z向一致,只分布于永磁体上下表面之间。图3( b) 为相应的二维无限长模型在z向取长度等于c的一段。除非特别说明,本文中的永磁体模型均作出上述假设。定义三维模型计算出来的涡流损耗与二维模型计算出来的涡流损耗之比为涡流损耗比。
假定涡流在永磁体内近似按照环型路径流动, 把涡流回路简单分成四段,每段用一个等效电阻代替,如图3中电阻所示。在二维场仿真中,涡流只能沿z向流动,根据前面关于无限长模型的讨论,可以认为涡流沿z轴流动是没有阻碍的,相当于x向电阻为0。根据前面关于感应电势特性的结论,可以认为在图中两个回路里感应电势相等,于是三维模型的损耗为
二维模型的损耗为
从而涡流损耗比为
式( 4) 是在极其简化的情况下得到的结论,下面采用有限元方法来分析一下涡流损耗比的特性。
3正弦激励涡流损耗比特性
首先考察正弦磁场激励下涡流损耗比的特性。 使用Ansoft Maxwell V15. 0. 0进行仿真,仿真模型如图4所示。为清晰起见,图中没有画出空气域和外磁路,实际上这两部分都是必须的。图中铁芯为线性高磁导率材料,外部断面连接到低磁阻物体以形成低磁阻回路。永磁体a = 16mm,b = 2mm和c = 40mm,相对磁导率为1. 05,剩磁为1. 19T,无退磁效应,电导率为714000S/m。采用两个线宽1mm的单匝方形绕组励磁,均通以幅值为Imax的正弦电流。 三维模型和二维模型中分别设置了一个截面和一个线段( Flux Surface) ,在其上分别对磁感应强度B的y轴分量积分,二维结果再乘以c,最终得到的结果分别记为 Φ3D和 Φ2D。
需要注意,能引起涡流的是磁通的交流分量,本文中的磁通值均是指磁通交流分量的幅值。
3. 1幅值特性
表1是在200Hz条件下,改变励磁电流幅值得到的结果。表中RI= P3D/ P2D; 而RS= ( P3D/ P2D) / ( Φ3D/ Φ2D) ,这相当于用磁通交流分量幅值进行修正。在后面的计算中会发现两个磁通有可能不同。 永磁体上下侧有漏磁,二维模型忽略了这个漏磁,有可能使 Φ2D> Φ3D。涡流有去磁效应,使磁通交流分量聚集在永磁体边缘,二维模型忽略了上下处的磁通,有可能使 Φ2D< Φ3D。通常两个磁通差别不大。 实际估算损耗时,使用RS更加合理。此外,可以用前面简单关系特性式( 4) 计算此时的R值,为0. 714,与0. 748相差5% 。
在更多频率下的分析表明,RI和RS均与励磁电流幅值、磁通交流分量幅值几乎无关。
3. 2频率特性
表2是在Imax= 500A条件下,改变励磁电流频率得到的分析结果。从表2中可以看出,随着频率的升高,比值也在升高。在更高频率下,这个比值可以超过0. 9,但不会超过1。
如图5( 只画了上半部) 所示,涡流在xz面内以环形路径在永磁体内流动,中心处无电流,涡流从边缘到中心近似线性递减的。当频率很高时,出现明显集肤效应,涡流大量聚集在边缘上,向内部以指数速度衰减。永磁体上下边缘附近损耗增大,二维模型不存在上下边缘,从而导致涡流损耗比增大。此时的强涡流还削弱了磁密的变化,导致磁通交流分量聚集在永磁体边缘上,上下边缘附近磁密增大,从而三维模型的磁通量在高频下会超过二维模型的磁通量。
在800Hz时,三维模型中涡流电流强度是二维模型的0. 962倍; 在32kHz时,比值提高到1. 003倍,此时RI= 1. 167 > 1,但RS= 0. 955 < 1。三维模型的涡流强度超过二维模型,这一超出预期的结果是由于三维模型的磁通更大,能激发更大的感应电势。需要注意的是,在等磁通的条件下,因为三维模型的涡流回路电阻较大,其电流仍然小于二维模型的电流,此时还有RS< 1。
3. 3厚度特性
若不计漏磁,理论上,涡流损耗比与永磁体的厚度b无关。表3是500A,200Hz条件下的分析结果。b变大时,永磁体上下表面处漏磁增多,从而RS变大,这与表中结果相符。
3. 4比率特性
假设b很小,磁场频率较低,从而RA≈RS,根据涡流形状容易推知,改变a与c但保持a与c比值不变,则RI与RS不变。定义c/a为几何尺寸比( Ge- ometric Aspect Ratio) ,记为RA。当b很小且低频时,RA与RS的关系特性称为比率特性。
图6是RA与RS的关系曲线。限于篇幅,表4只列出部分分析结果。表中RA= c / a,其中a恒等于16mm,厚度b恒等于2mm,频率200Hz。
3. 5偏移特性
如果只在永磁体局部施加磁场,求出涡流损耗比,就可以得到涡流损耗比的偏移特性。
图7( a) 是偏移特性的仿真模型图,铁芯宽度由16mm改为2mm,二维模型也做相应修改。由于磁场不对称,二维模型需要施加零电流条件。让该铁芯由边缘向中心逐渐移动,移动距离为x,分析结果如表5所示。
可见,铁芯在中心处涡流损耗比最小,在边缘处涡流损耗比最大,而且在中心处的涡流损耗比大于铁芯与永磁体等宽情况下的涡流损耗比。涡流损耗比变大的原因是电流局部集中,上下处电流变窄,更多损耗集中于上下端面附近,而二维模型不存在上下端面。图7( b) 显示了铁芯在边缘处时,永磁体内涡流分布情况( 只画了上半部) 。
4涡流损耗的估算及验证
4. 1涡流损耗估算
前面分析了正弦激励下涡流损耗比特性,且磁场施加于永磁体y向。实际的激励不一定是正弦的,而且永磁体不仅y向受磁而且x向也受磁。
假设沿z向一致的非正弦磁场施加于永磁体y向,此时RA记为RA x且RA x= c / a,通过图6求出RS, 记为RS x,记二维和三维损耗分别为P2D和P3D。沿x向用垂直于x轴的平面把磁场分成很多份,每一份足够细,从而每份可以看作空间均匀磁场。对每份磁场,将其对时间进行傅里叶分解,得到一系列不同幅度和频率的正弦磁场,记 φij为第i份磁场的第j个时间分量。φij单独作用于永磁体时,设二维和三维损耗分别为P2D ij和P3D ij。根据正弦激励幅值特性、频率特性、厚度特性和偏移特性可以知道P2D ij> P3D ij≥RS xP2D ij。由于永磁体本身磁路和电路均线性,从而有P3D= ∑ P3D ij,P2D= ∑ P2D ij,于是P2D> P3D≥RS xP2D。也就是说,总涡流损耗比大于等于RS x且小于1。
假设沿z向一致的非正弦磁场施加于永磁体x向,此时RA记为RA y且RA y= c / b,通过图6求出RS, 记为RS y。同理可知,总涡流损耗比大于等于RS y且小于1。
当磁场高频成分不多且分布比较均匀时,根据正弦激励的各种特性可知上述两种情况下的总涡流损耗比分别近似等于RS x和RS y。
当永磁体x向和y向都存在磁场时,由于永磁体本身磁路和电路均线性,容易推知总涡流损耗比介于上述两种情况的涡流损耗比之间,即有
在磁场低频且近似均匀条件下有
4. 2仿真验证
以Prius 04电动汽车的驱动电机为实例来考察上述理论的正确性。仿真模型如图8所示。此电机为4对极,绕组为9匝,施加250A正弦电流,转速3000rpm,电流相量与转子保持转矩最大的相对角度。模型采用1/8模型,采用半周期主从边界条件。 二维模型对永磁体施加零电流条件。三维模型对永磁体施加表面绝缘条件,上下表面施加磁通平行边界条件。由于计算机能力限制,无法较精确地对原模型求解,这里缩短电机轴向长度,记为c。永磁体b = 6. 48mm,c为可变量,其余所有属性与图6中的永磁体相同。
分析结果如表6所示。限于篇幅,有些量没有列出来。RA x= c / ( 16mm) ,RA y= c / ( 6. 48mm) ,RS x与RS y分别由RA x和RA y通过图6得到。由于c较小,从而RA x与RA y均较小。此时,电机磁场基波频率为200Hz,频率较低,观察永磁体内磁通交变量分布状况,基本满足近似均匀条件。此时可以分别用RS yP2D和RS xP2D作为涡流损耗估算的上界和下界。 由表6可见,这个估算是正确的。
这里,由于RA x和RA y均较小且相差较大,从而RS x与RS y相差较大,估计范围较宽。当c比较大时, RA x和RA y都会较大,根据图6可知,即使此时RA x和RA y相差较大,RS x与RS y依然相差较小,此时就能比较准确地估计涡流损耗的值。
需要指出的是,若不满足磁场低频和近似均匀条件,就不能认为P2Dmin ( RS x,RS y) P3DP2Dmax( RS x,RS y) ,此时依然有P2Dmin ( RS x,RS y) P3D< P2D。当RA x和RA y比较大时,RS x与RS y本身就很大,用P2Dmin( RS x,RS y) P3D< P2D就已经能很好地估计P3D。
5结论
通常有P2Dmin( RS x,RS y) P3D< P2D,若满足磁场低频和近似均匀条件,则进一步有P2Dmin ( RS x,RS y) P3DP2Dmax( RS x,RS y) 。
在工程中,RA x和RA y往往较大,此时由于计算机的内存限制,很难直接计算三维场的涡流损耗,而用P2Dmin( RS x,RS y) P3D< P2D就能够很好地确定P3D的范围,所得结果可以进一步用于温度和效率的估算。
摘要：二维有限元方法具有计算速度快,精度高,结果收敛快并且波动小的优点。永磁同步电机,特别是高速和大功率电机的永磁体涡流损耗不可忽略,而永磁体允许温升有限,高温容易引起退磁。在电机设计时考虑永磁体的温升十分重要。本文采用二维有限元方法来估算三维条件下的永磁体涡流损耗,并提出一种估算的方法。以普瑞斯04电动汽车电机为例,仿真结果表明此方法实用有效。
永磁电机驱动系统容错策略研究 第10篇
关键词：故障,永磁同步电机驱动系统,容错
1 引言
永磁电动机因其体积小、功率密度高和效率高而被广泛应用于动力驱动系统, 逆变器作为驱动系统中的一部分有着很重要的作用, 但由于电力电子器件本身有很多缺点, 控制起来也比较复杂, 使逆变器在整个控制系统中最容易出现故障。最新研究表明[1]:在工业应用中38%的电力设备故障发生在变频调速系统中, 而变频调速系统中功率变换器的故障占整个驱动系统故障的82.5%, 所以故障时对系统采取容错策略十分重要。为了提高系统的可靠性, 已有不少研究者对故障系统容错策略展开研究。本文首先介绍了驱动系统常见故障, 然后对国内外研究者提出的容错策略进行阐述, 并对其进行了分类。分析各容错策略优缺点, 对容错策略的发展趋势做出展望。
2 永磁同步电机驱动系统常见故障
如图1所示为逆变器驱动的电动机变频调速系统, 逆变器供电的电动机驱动系统的故障主要存在以下几种情况[2]。
1功率开关元件断路故障;2功率开关元件短路故障;3同一桥臂两开关元件同时断路故障。PMSM驱动系统中除了在逆变器中发生的这几个常见故障外, 由于各种其它原因也会造成电机定子一相绕组断路发生故障。不管是逆变器故障还是电机绕组故障, 都将使驱动系统不能正常工作, 在一般工业场合会影响生产, 而在航空、军事等重要场合, 将造成灾难性事故。驱动系统出现故障后, 首先要采取故障后保护措施, 不使故障扩大;其次就要利用接触器等开关元件, 切除故障支路, 进行拓扑重组, 为容错控制做好准备。
3 容错控制策略
针对驱动系统中常发生的故障, 研究提高驱动系统的安全性和可靠性尤为重要。1980年就有研究者提出了采用多个独立的驱动单元供电的多相冗余结构, 包括两套定子绕组与两套逆变器结构的控制系统, 这种结构确实一定程度上提高了驱动系统的安全性和可靠性, 但是增加了系统结构的复杂性和成本费用[3,4]。除此之外, 国内外研究者针对故障系统设计了多种容错策略并进行了研究。具体的设计思路大致可以分为以下3类:软件容错、开关冗余容错和桥臂冗余容错, 本文将系统地阐述这几类容错策略。
3.1 软件容错
当发生某一故障时, 系统会造成断相运行, 导致负序磁场产生低频谐波, 引起转矩抖动等, 文献[5]提出了通过软件控制的软件容错策略, 对原有系统进行补偿, 即通过将适当幅值与相位的奇次谐波电压注入到电机绕组输入端的方法对谐波转矩进行补偿, 抵消谐波转矩的控制方法。这类容错不需要对系统进行容错拓扑, 适合高惯性转矩工业的应用场合, 但要对调制波形中注入更高次的奇次谐波进行复杂计算, 且注入的谐波电压会产生谐波电流, 从而导致相应的相电流升高。
3.2 开关冗余容错策略
此类容错策略是将逆变器主电路重构后在容错状态下运行, 故障时通过切除故障开关, 然后利用剩余的开关器件实现减容下的不间断运行。常见的此类容错策略又有两种方案:一种方案如图2所示, 直流母线间两串联电容的中点通过一个双向晶闸管与电机中性点相连。正常工作时, 晶闸管断开, 当逆变器某一桥臂发生故障时, 切除故障相同时触发双向晶闸管导通, 使之构成四开关两相系统。另一种方案如图3所示, 电机每相绕组通过一个双向晶闸管与直流母线电容中点连接。正常工作时晶闸管断开, 当某一桥臂发生故障时, 切除故障支路同时触发相应双向晶闸管导通, 使之构成三相四开关系统。
开关冗余容错策略先在异步电机故障控制上有所研究。张兰红教授先后提出异步电机故障下的这两种四开关容错策略, 异步电机四开关容错下的直接转矩控制, 为后面研究者研究同步系统容错控制奠定了基础[6,7,8]。
文献[9,10,11,12,13,14]都是系统建立在开关冗余容错策略上, 通过容错拓扑后, 对其进行分析、仿真研究。文献中都建立了容错后系统电压数学模型。
对于四开关两相系统, 若以Sb、Sc表示B、C两相的开关状态, 上管导通为1, 下管导通为0, 设理想状况下母线电容容量无穷大, 其电压均值为UDC/2, 四开关两相系统中B、C两相电压可以表示为:
电压空间矢量可表示为:
转换到两相静止坐标系得到电压矢量的αβ分量为:
同样, 对于四开关三相系统, 电机三相电压为:
空间电压矢量为:
与式 (2) 相同, 所以电压矢量在两相静止坐标系下的分量也相同, 如式 (3) 。由于它们都是四开关系统, 都只有4个空间矢量, 由上述公式可得它们最大平均电压矢量为
文献[9]针对PMSM驱动系统常见故障提出了这两种容错策略, 并对容错后的两种四开关逆变器进行了建模分析, 对四开关逆变器供电系统的电压、电流定额进行了讨论, 指出两种四开关逆变器均只能提供四个幅值不等的非零电压空间矢量, 且仅能提供一半的额定电压;两相四开关系统中电流矢量的幅值增大为原来的3倍, 且相位偏移30°。最后提出新型直接转矩控制策略, 并进行仿真实验, 结果表明, 基于容错逆变器的PMSM系统在故障状态下采用新型逆变器拓扑结构以及新型直接转矩控制策略后, 可持续稳定运行, 并保持了良好的动态性能。
文献[10]针对PMSM驱动系统故障四开关三相容错拓扑, 通过重新定义电压矢量, 得到式 (3) 所示的电压空间矢量, 导出所需控制的的开关表, 并以此为基础建立相应的系统模型, 仿真分析。通过仿真和实验验证了三相四开关的PMSM直接转矩控制能稳定运行, 并有较好的转矩动态控制性能, 是直接转矩系统的有效容错运行方式。
文献[11]针对PMSM系统在逆变器故障时的容错控制, 讨论了容错逆变器的拓扑结构, 分析了六开关三相逆变器和四开关三相逆变器驱动系统输出电压空间矢量及其对系统性能的影响。首先讨论了容错逆变器的拓扑结构, 之后讨论了该逆变器故障前后驱动系统的电压空间矢量, 并给出系统容错运行前后的性能。设计了逆变器故障容错重构操作的辅助电路, 并基于PMSM直接转矩控制系统进行了模拟逆变器故障实验。结果表明, 采用所设计的容错辅助电路可实现系统在逆变器故障时的不间断容错运行, 同时指出故障后容错重构系统的性能将有所降低。
文献[12]在四开关容错拓扑下, 深入分析四开关逆变器运行原理, 通过容错拓扑研究四开关逆变器的空间矢量脉宽调制 (space vector pulse width modulation, SVPWM) 控制方法, 揭示四开关SVP-WM控制的本质是以2路相位相差60°电角度的正弦波为隐含调制函数的正弦脉宽调制 (sinusoidal pulse width modulation, SPWM) 控制。为减少器件的开关次数, 提出四开关SVPWM的“七段式”实现方式。指出四开关SVPWM最大线性调制比只有六开关时的一半, 为提高直流电源电压的利用率, 提出基于补偿电压矢量的四开关逆变器SVPWM调制方法, 并得到了仿真和实验的验证。其中, 四开关SVPWM的算法流程图如图4所示。
文献[13]是针对四开关拓扑由于电压矢量减少造成的严重转矩脉动, 采用了一种新型空间矢量调制 (SVM) 方法, 分析了等效零矢量模拟技术, 将传统SVPWM调制中的“劈零”思想引入到空间矢量的合成上并进行仿真。通过在电压空间矢量调制中将零矢量分散施加的方式, 在每个周期中仅选用三个矢量, 并固定选用位于0°和180°的两个电压矢量来等效零矢量, 最后通过仿真实验验证了这种基于劈零技术的新型SVW方案四开关逆变器不仅可极大地减小转矩脉动, 还能保持DTC系统固有的优良动态性能, 是一种具有实用前景的四开关逆变器供电PMSM DTC系统控制策略。
文献[14]为了提高系统的可靠性, 针对系统中的功率管和位置传感器等脆弱环节, 提出一种容错逆变器-永磁同步电动机无位置控制系统。系统中的逆变器采用四开关容错策略, 建立自适应滑模观测器来估算电机转子位置和转速, 实现永磁同步电动机的无位置传感器控制。为减少四开关逆变器的输出谐波, 对其SVPWM控制策略进行研究分析, 并对故障前后运行状况进行对比, 仿真和实验结果证明所提出系统能够实现功率管开路故障后的可靠运行。
四开关两相拓扑中增加一个双向晶闸管, 只需要增加一路驱动, 结构特别简单。但它只适用于电机为星型连接的电机, 而四开关三相拓扑增加了三个双向晶闸管, 需增加三路驱动, 相比四开关两相拓扑结构要复杂, 但它对电机接法没有限制。两种容错都可用于矢量控制、直接转矩控制。
3.3 桥臂冗余容错策略
3.3.1 单桥臂冗余容错策略
单桥臂冗余容错拓扑如图5所示, 就是在原系统基础上增加一个桥臂, 通过一个双向晶闸管与电机每相绕组相连。正常工作时, 双向晶闸管断开, 当逆变器某一桥臂发生故障时, 将故障桥臂隔离的同时通过触发相应的双向晶闸管导通备用桥臂, 从而替换故障桥臂继续工作[15,16]。
同样以Sa、Sb、Sc为三相桥臂的通断状态。假设a相发生故障, 容错拓扑后第四桥臂替代a相桥臂, 开关状态由Sn表示。则拓扑后系统空间电压矢量为:
由式 (6) 可知, 拓扑后系统与原系统一样。
文献[16]研究并实验验证了当逆变器故障发生在永磁同步电机驱动系统时容错策略的有效性。这个容错策略的基本思想是通过冗余桥臂来替换故障桥臂工作。研究表明, 在该容错策略下, 允许驱动系统在面临逆变器故障时仍能保持平稳的转矩产生。这种容错拓扑的优势是拓扑后系统结构与原来相同, 所以控制策略也相同, 可采用矢量控制、直接转矩控制、PWM控制, 但缺点是需要冗余开关器件, 在无故障时处于闲置状态, 降低了系统的硬件利用率。
3.3.2 三相四桥臂容错策略
三相四桥臂容错拓扑如图6所示, 电机绕组中性点通过一个双向晶闸管与第四桥臂相连。正常情况下, 双向晶闸管断开, 当某一桥臂或者某相绕组发生故障时, 将其隔离同时触发双向晶闸管导通第四桥臂使之成为两相三桥臂系统运行[17,18,19,20,21,22,23]。
以Sb、Sc、Sn表示B、C两相及第四桥臂逆变器的开关状态, 上管导通为1, 下管导通为0, 则系统B、C两相电压为:
其空间电压矢量为:
转化到两相静止坐标系得电压矢量分量为:
文文献献[[1177]]针针对对电电机机逆逆变变器器或或者者电电机机某某相相绕绕组组发发生故障时, 通过三相四桥臂容错控制策略, 两相电机仍能稳定运行。研究者首先建立故障时电机的数学模型, 对电机三相参考电流值重新构造, 保持总的电流空间矢量不变, 从而可以同时容错一相、两相或三相, 发生在逆变器上管或下管的无驱动故障, 但不能对上管与下管同时出现的故障及中性线上的故障容错。最后通过实验验证了该策略的可靠性。文献中提出的系统a相故障下模型为:
该拓扑也只能用于星型联接带中性点的场合。
文献[18]针对常见故障, 通过检测和比较控制模块来检测各桥臂的输出电流信号与SVPWM模块的开关信号是否一致来判断故障是否发生, 故障发生后隔离故障, 采用三相四桥臂拓扑并通过反馈补偿设计, 来提高故障后转矩的稳定性。补偿转矩模块的反馈电压矢量为:
故障后, 此补偿模块能使电流环产生的稳恒参考电压矢量u″dq=udq, 避免转矩的正弦波动。
文献[19]针对故障电机在三相四桥臂容错策略下进行直接转矩控制。与正常三相系统直接转矩控制相比, 文献提出了新的磁链估算方法, 并对其进行仿真实验。不但分析了低通滤波器、时间延迟和反电动势波形带来的影响, 还对比了系统正常运行与系统采用容错控制后的仿真结果, 更直观地得到三相四桥臂容错策略控制性能。最后, 通过实验加以论证。文献提出的新的磁链估算方法如下:
其中: (-2MIα+Ψrα) 为a相到α坐标系的磁链补偿。
文献[20]针对驱动系统三相四桥臂容错策略下的直接转矩控制, 提出了一种能减小转矩脉动的方法。通过利用零压矢量, 近似保持转矩不变, 从而有效地抑制转矩的脉动。通过对故障电机建模仿真, 通过对比加入零压矢量前后转矩脉动的大小, 来证实零压矢量在直接转矩控制中抑制脉动的有效性。
上述几种容错方案对应用在逆变器故障的研究比较多, 针对电机本体故障研究较少。三相四桥臂容错则不仅针对逆变器故障, 在电动机绕组发生故障时, 三相四桥臂容错同样适用, 与之前的容错控制方案相比, 采用三相四桥臂容错控制方案时, 电机中性点连接的不是直流电源的电容中点, 而是新增加的第四桥臂, 这样不会使直流电源的中性点发生失衡, 更不用考虑电容选取时的超裕度问题。但是三相四桥臂容错只适用于星型联接带中性点的场合, 且在无故障时处于闲置状态, 降低了系统的硬件利用率。
4 结束语
永磁材料和永磁电机 第11篇
摘要：提出一种新颖的基于IMM算法的电机转速、转子位置观测器，用于永磁电机无速度传感器矢量控制系统的转速等参数辨识。以期削弱滑模观测器的抖动，提高模型参考自适应观测器的动态性能。该方法基于交互式多模型算法的核心思想，在永磁同步电机Id=0的双闭环电压矢量控制系统运行时缺少直接速度测量手段的情况下，用滑模观测器（SMO）和模型参考自适应观测器（MARS）对电机的即时转速、转子位置进行并行估测，计算出两组不同的SVPWM电压输入uα、uβ值，再赋予权值进行交互输出电压值。通过分析和仿真结果表明，所提出的永磁电机无速度传感器矢量控制系统的转速辨识方法具有较强的鲁棒性和令人满意的动静态性能。
关键词：永磁同步电机；IMM；无速度传感器；速度辨识
中图分类号：TM341文献标识码：A
Abstract：A new motor speed and rotor position observer based on the IMM algorithm is proposed， which is used for identifying parameter that the speed of vector control system of permanent magnet synchronous motor with speed sensorless. In order to undermine the jitter of sliding mode observer， Improved dynamic properties of model reference adaptive observer. The observer is based on the core concept of interactive multiple model algorithm， under the condition of Id=0 vector control system of double closedloop voltage magnet synchronous motor runs with the lack of direct speed measurements， by use the synovial membrane observer and modelling reference adaptive observer to evaluate instant rotational speed and rotor position of vector control system in parallel， calculate the two different values of SVPWM voltage import uα and uβ，then assign the weight to interactively output voltage values. Though analyzing and simulating results show that the proposed speed sensorless vector control system of permanent magnet motor speed identification method have stronger robustness and satisfactory dynamic and static performance.
Key words：Permanentmagnetsynchronousmotor； IMM；sensorless； Speedestimate
1引言
随着工业控制、加工制造、航空航天等行业的迅速发展，伺服控制系统的研究与应用越来越广泛。而永磁同步电机因具有功率因数高、动态响应快、过载能力强、效率高、结构简单、运行平稳等优点逐渐成为了伺服控制系统中的主流电机[1-2]。如何提高控制系统的性能成为了各国专家学者研究的热点。
目前适合永磁同步电机的最主要的无速度传感器控制控制策略主要有卡尔曼滤波法[3]、滑模变结构控制[4-6]、模型参考自适应（MARS）法[7-10]、高频注入法[11]。MARS法具有算法简单、计算量小的优点，但参考模型本身的参数准确程度会直接影响速度辨识的精度，当电机参数变化或存在外界干扰时，MARS法就不再适用。滑模变结构控制算法简单、鲁棒性强，但在变结构控制中，由于惯性、滞后的因素的存在会产生抖振。
基此，本文提出一种融合滑模变结构法和MARS法的新算法，以期进一步提高速度识别精度和鲁棒性并有效的减小滑模变结构引起的抖动。实验结果表明了本文方法的有效性。
2滑模观测器
永磁同步电机在αβ坐标系中的方程式为：
4基于IMM算法的电机转速估计
交互式多模型算法（IMM）的基本算法流程如图1所示：
显然，交互式多模型算法的核心思想在于：观测时，对跟踪目标的同一相关属性采用多重算法进行并行评估，得出不同观测器下的不同观测值。然后，采用加载不同的权值对其进行概率交互，输出较为理想的观测值，以便系统进行相关控制。
本文基于交互式多模型算法的核心思想，在永磁同步电机缺少霍尔传感器等直接速度测量手段的情况下，观测电机的三相输入电压和三相输出电流值作为观测器的输入值，借助滑模算法观测器（SMO）和模型参考自适应算法观测器（MARS）对电机的实时转速、电机转自位置两个电机参数进行并行估测，得出在不同的电机转速和转子位置估测值。然后，通过两组Id=0的双闭环电压矢量控制PI参数调控系统，同时计算出两组不同的空间矢量调制（SVPWM）输入值uα1、uβ1、uα2、uβ2。最后进行加权处理，得出较为理想的uα、uβ值。
传统基于滑模观测器的Id=0双闭环电压矢量控制系统具有较强鲁棒性能，响应速度较快，但其速度适应范围差，且在电机速度稳定后存在明显的抖振现象；传统基于模型参考自适应算法的Id=0双闭环电压矢量控制系统具有较强的速度适应能力强，鲁棒性好，但其在电机低速与中低速阶段鲁棒性能有所下降。因此，为了保证系统的强鲁棒性与速度适应性，本文采用以模型自适应算法观测器为主导，两者进行权值交互并行估测。通过仿真和实验得出电机转速在400-600rad/s时，两个模型交互概率设定为固定值0.9左右（即取模型参考自适应观测器预测结果的90%，取滑模观测器预测结果的10%），系统具有良好的性能。
5实验结果与分析
为了验证所提方案的控制效果，对系统进行Simulink仿真研究。所建立的基于IMM算法的永磁同步电机无速度传感器电压矢量控制（Id=0）系统模型如图3所示：
仿真电机参数如下：额定电压500 V；定子相电阻2.875 Ω；定子电感0.0085 H；电机极对数4；电机转动惯量0.008 kg·m2。仿真时间设定为0.5 s。为了检验该调速系统的调节性能与速度跟踪性能，下面将分2步进行对比实验，值得说明的是因为在该系统中由滑模观测器构建的调节系统效果远远比自适应观测器调节系统、交互式多模型观测器调节系统效果差很多，故不加入对比。
5.1仿真实验1
分别设定400 rad/s、600 rad/s的恒定理想速度信号，并且在0.2 s给永磁同步电机加一个6 N·M的小负载，检验该系统的速度调节性能。MARS调速系统与IMM调速系统中电机实际输出速度及实际输出速度、理想输出速度的相对误差百分比对比如图3，4，5，6所示：
由图3，4可知：MARS观测调速系统超调量为510 rad/s，而IMM观测调速系统超调量为490 rad/s，相对于MARS观测调速系统而言，IMM观测调速系统减少约18.7%的超调量；稳定时间缩短3 ms左右；静态性能好；在加入小负载后IMM观测调速系统继承了MARS观测调速系统的优秀扰动抑制能力。
由图5，6可知：MARS观测调速系统超调量为708.5 rad/s，而IMM观测调速系统超调量为683.1 rad/s，相对于MARS观测调速系统而言，IMM观测调速系统减少约23.4%的超调量；稳定时间缩短2 ms左右；静态性能优秀；在加入小负载后，IMM观测调速系统继承了MARS观测调速系统的优秀扰动抑制能力的同时，进一步减少超调量，并缩短稳定时间。
5.2仿真实验2
理想速度信号设定为100sin（100πt）+500 rad/s，以检验系统的速度跟踪性能。MARS调速系统与IMM调速系统中电机实际输出速度对比如图7所示：
由图7可知：MARS观测调速系统超调量明显比IMM观测调速系统超调量大很多，而且相对于MARS观测调速系统而言，IMM观测调速系统稳定时间明显缩短；系统的速度跟踪能力很强，没有相位差。而且，对比MARS观测调速系统而言，IMM观测调速系统在稳定时的静态误差较少，稳定性能好。
6结论
本文提出一种基于交互式多模型观测器的永磁同步电机无位置传感器控制的新方法。本策略基于交互式多模型算法的核心思想，在永磁同步电机Id=0的双闭环电压矢量控制系统运行时缺省直接速度测量手段的情况下，用滑模观测器（SMO）和模型参考自适应观测器（MARS）对电机的即时转速、转子位置进行并行估测，计算出两组不同的SVPWM电压输入uα、uβ值，再赋予权值进行交互输出电压值。本策略在电机转速、负载转矩、电机参数等变化情况下的仿真研究表明：
1）系统动态、稳态性能良好，速度辨识精度较高；
2）对电机理想速度变化及负载转矩波动具有较强的鲁棒性；
3）算法较简单，易于工程实现
参考文献
[1]PILLAY P，KRISHNAN R. Application characteristics of permanent magnet synchronous and brushless DC motor for servo drives[J]. IEEE Trans on Ind. Appli，1991，27（5）：986-996.
[2]LIANG Yan， LI Yongdong， The state of art of sensorless vector control of PMSM [J]. Electric Drive，2003，33（4）： 4-9.
[3]BOLOGNANI S， TUBIANA L， ZIGLIOTTO M. Extended KalmanFilter tuning in sensorless PMSM drivers[J]. IEEE Trans. Industry Application，2003，39（6）：1741-1747.
[4]XU Junfeng. Analysis of the stator flux linkage in permanent magnet synchronous motor direct torque control[J]. Electric Drive，2005，（1）：10-12.
[5]贾洪平， 孙丹. 基于滑模变结构的永磁同步电机直接转矩控制[J]. 中国电机工程学报， 2006，（26） ：134-138.
[6]黄辉先，阮挺.基于遗传算法的模糊滑模控制在永磁直线电机位置控制中的应用[J]. 湘潭大学自然科学学报， 2010，（4） ：14-17.
[7]张猛，李永东，赵铁夫，等.一种减小变频空调压缩机低俗范围内转速脉动的方法[J]. 电工技术学报， 2006，21（7）：99-104.
[8]KIM Y S，KIM S K，KWON Y A. Mars based sensorless control of permanent magnet synchronous motor[C]. SICE 2003 Annual Conference，2003（2）：1632-1637.
[9]LIANG Yan，LI Yongdong.Sensorless control of PMSM based on MARS method and initial position estimation[C]. Electrical Machines and Systems， ICEMS，2003，2003（1）： 96-99.
[10]李永东，张猛，肖曦，等.永磁同步电机模型参考自适应无速度传感器控制方法[J]. 电气传动， 2004，34：302-306.
[11]秦峰，贺益康，刘毅，等.两种高频信号注入法的无传感器运行研究[J]， 中国电机工程学报， 2005，25（5）：116-121.
[12]张崇巍， 李汉强. 运动控制系统[M]. 武汉： 武汉理工大学出版社， 2002.
轴向永磁电机及其研究发展 第12篇
永磁电机在发展的过程中普遍存在的机理规律及时将铁质的芯片纺织与机械的槽体重, 然后遵循一定的规律进行顺序的排列, 通过缠绕的方式进行机械的组织构建。具体的电机工作会存在一定程序上的阻碍, 常见的情况是电磁旋转的功能配件出现齿糟的效应, 影响了实际的运作脉络。然而无槽式用电机也有缺点, 响应速度太慢、换向性能太差、转动惯性大等等。这种电机结构比较简单, 可以灵活控制, 还具有很好的换向性能。现在轴向永磁电机已经广泛应用于汽车、仪表、电动工作等多个领域。
1 永磁电机的轴向概念及优越性
永磁电机的轴向, 就是通过对电子的磁场进行转变, 促进一种平行方式的电流流转, 进而运营发电机制运作。这种电机虽然结构简单, 制造方便, 但是性能一点也不比传统电机差。伴随永磁电机向轴向改革的转变, 主要依靠的是更高性质的永磁材质的开发和利用。
轴向永磁电机的尺寸很小, 外形像扁平的圆盘一样。外壳是用钢板压制而成, 里面的永磁体则是用铁氧体或者钕铁硼材料制成。不同于传统的电机, 轴向永磁电机的转子没有铁芯、换向火花小、电感小[1]。如果是需要使用薄型电机的场合, 轴向永磁电机是非常好的选择。
由于永磁电机的磁场靠永磁体来生成, 不需要励磁线圈和励磁电流, 所以从结构上来讲要比传统电机简单很多。在过去, 永磁材料的发展还没有这么先进, 永磁体产生的磁力很弱, 也很容易消失, 所以永磁电机只能应用于一些小型的发电场合。当人类开发出钕铁硼材料做为磁极之后, 轴向永磁电机开始得到快速发展。现在的轴向永磁电机, 已经不仅仅能应用于玩具、仪器仪表等小型发电, 也逐步迈向了家电、交通工具等大型发电场合。
2 永磁电机的轴向结构
2.1 定子结构
轴向永磁电机可以按照定转子的数目和定转子的相对位置进行分类。主要有四种结构形式:单定转子结构、双定子中间转子结构、双转子中间定子结构和多盘式结构[2]。定子是研究轴向永磁电机的重点, 因为定子的结构决定着永磁电机的铁损耗多少、散热性能好坏、绕组绕线采取怎样的方式。定性的配件子体通过缠绕的方式进行组织构建, 在实际的使用过程中存在环绕性质的组件, 还涉及到凸出的鼓型组件。环形绕组的端部是沿着内外径的轴向分布, 采用的是非叠绕组结构。而鼓形绕组的端部是沿着内外径的周向进行分布, 既可以采用叠绕组结构, 也可以采用非叠绕组结构。定子的制作材料一般采用薄硅钢片、软磁复合材料、非晶合金等。选用的制作材料决定了定子和铁芯重量轻的特点, 这有利于电机提高工作效率。
2.2 转子结构
为了防止单边磁拉力的问题, 永磁电机一般都会选用双边结构。电机的转子由铁芯材料、永磁体和外围支撑圆盘三部分组成。转子的结构一般有表贴式、内嵌式和Halbach式]。前两种结构区别很小, 如果永磁体直接贴在转子铁芯上就是表贴式;如果永磁体嵌入在转子铁芯中间则是内嵌式。Halbach结构与这两者都不一样。这种结构是将不同充磁方向的永磁体排列在一起, 通过相邻永磁体的不同方向夹角, 来调整某个方向上磁场的增强或削弱。这种结构形成的是损耗小、转矩脉动小的理想磁场, 优势在于不需要背铁也能完成磁路闭合, 适合应用在高性能的发电系统中。
3 永磁电机的轴向功能应用
3.1 电能驱动车
为未来环境因素着想, 考虑保护和可持续发展的战略实施, 全球各国都开始了对新能源汽车的研究。而电能驱动车就是采用新能源的车辆当中的一种。电动能源驱动形式的机车类型, 主要使用的重要功能部件就是电机。为了开发电能驱动车, 车上的电机必须满足重量轻、体积小、扭矩大、功率密度高等要求。目前的考虑方向是将轴向永磁电机安装在点能驱动车的车轮上, 让轴向永磁电机融入电能驱动车的动能传动系统。这样能够减少车辆的消耗成本, 还能够保持电机的功率和转矩密度。
3.2 风力发电
永磁电机的轴向定位转换子部件的安装采取的是平行的方式, 定转子的外径较大。这就决定了轴向永磁电机适合在低速大转矩的发电场合使用。风力发电正是轴向永磁电机适用的发展方向。为了能让发电机与涡轮叶片能够直接耦合, 轴向永磁电机要采用外转子的结构形式[3]。风力发电可以通过直接驱动, 发挥轴向永磁电机功率密度大、效率高的特点。
3.3 其他领域
除了上述两方面, 轴向永磁电机还有着其他方面的应用。比如在航空航天方面, 由于轴向永磁电机的结构简单, 故障较少, 被应用于我国各种航空工具的发电。我国现在的大部分航天飞机采用的就是美国通用电气公司所生产的100 k VA 60000r/min的稀土永磁同步发电机。
对于大型的电站、矿山、油田来说, 电机达到兆瓦级的功率很平常。而且由于电机的效率和电能转化程度都不高, 造成了很多不必要的浪费。轴向永磁电机在这些行业推广应用以后, 电机效率和电能转化率大大提高, 避免电能的浪费。
4 结论
轴向永磁电机的运用范围已经扩展到了多个科学领域, 比如电能驱动车、风力发电、飞轮储能、航空航天等。这些高科技领域都要求电机不仅要具有以往高效率、高功率密度等优点, 还要有强大的容错能力和安全可靠的特性。所以在轴向永磁电机的研究中, 一定要加强对电机容错性能的研究, 使电机的故障运行能力大大提高。这是发展永磁电机向轴向发展的关键, 也是科学技术进步的重要体现。
参考文献
[1]黄允凯, 周涛, 董剑宁, 郭保成, 张莉.轴向永磁电机及其研究发展综述[J].中国电机工程学报, 2015 (01) :192-205.
[2]耿振, 李光友.轴向磁通永磁同步电机发展综述[J].微特电机, 2015 (09) :88-93+99.
