增益可变放大器（精选8篇）
增益可变放大器 第1篇
方案一:利用场效应管工作在可变电阻区, 输出信号取自电阻与场效应管的分压。控制场效应管可以达到很高的频率和很低的噪声, 但温度、电源等的漂移都会引起分压比的变化。用这种方案很难实现增益的精确控制和长时间稳定。
方案二:采用可编程放大器的思想, 将输入的交流信号作为高速D/A的基准电压, 此时D/A为一个程控衰减器, 因此要求D/A的速度够快、精度够高, 故难以实现。而且控制的数字量和最后的增益 (d B) 不成线性关系而是成指数关系, 造成增益调节不均匀, 精度下降。
方案三:直接选取可调增益的运放实现, 如运放AD603。其内部由R-2R梯形电阻网络和固定增益放大器构成, 加在其梯型网络输入端的信号经衰减后, 由固定增益放大器输出, 衰减量是由加在增益控制接口的参考电压决定;而这个参考电压可通过单片机进行运算并控制D/A芯片输出控制电压得来, 从而实现较精确的数控。此外AD603能提供由直流到30MHz以上的工作带宽, 单级实际工作时可提供超过20d B的增益, 两级级联后即可得到40d B以上的增益, 通过后级放大器放大输出。这种方法的优点是电路集成度高、条理较清晰、控制方便、易于数字化用单片机处理。固选用方案三。
二、系统总体设计
根据带宽、增益调节范围、输入阻抗、噪声等要求, 系统前端电压放大部分需设一级宽带跟随器和两级AD603程控增益放大器;根据输出电压幅度的要求, 需再加一级信号宽带电压放大器;根据增益控制调节、测量并显示输出电压有效值等设计要求, 需要设置单片机小系统和有关检测电路。
三、各功能模块设计
1、输入缓冲和增益控制电路设计
前级放大器和AGC AD603为单通道、低噪声、增益变化范围连续可调的可控增益放大器。由于AD603的输入电阻只有100Ω, 要满足输入电阻大于2.4kΩ的要求, 必须加入输入缓冲部分用以提高输入阻抗。故采用电流反馈型宽带放大器AD811接成同向放大器, 输入阻抗远大于2.4KΩ。在此同向放大器之前先对信号进行了电阻分压衰减, 因当放大倍数较大时, 输入信号需较小, 信号源输出的最小信号也有50m V。故要先对其进行衰减。
主要放大部分我们采用两级AD603级联构成程控放大部分。增益范围宽, 理论可以从-20DB到60DB。实际上我们只做到从-20DB到50DB, 不过已经完全满足题目的增益范围。加在梯型网络输入端 (VINP) 的信号经衰减后, 由固定增益放大器输出, 衰减量是由加在增益控制接口的电压决定。增益的调整与其自身电压值无关, 而仅与其差值VG有关, 由于控制电压GPOS/GNEG端的输入电阻高达50MΩ, 因而输入电流很小, 致使片内控制电路对提供增益控制电压的外电路影响很小。以上特点很适合构成宽带放大器。
2、峰值检波电路设计
本系统采用模拟峰值检波来对输出信号进行检波, 再送MAX197 (AD) 采样转化成数字量送显示。同时在AGC自动增益控制电路中也需要对其输出进行采样, 再与稳定幅值进行比较产生一控制电压控制AD603的增益。通过这一反馈来达到自动调节增益的目的, 使输出稳定在一定的幅值。基本的峰值检波电路是由二极管电路和电压跟随器组成, 峰值检波电路的原理为:当输入电压正半周通过时, 检波管导通, 对电容C放电。适当选择电容值, 使得电容放电速度大于充电速度, 这样, 电容两端的电压可以保持在最大电压处从而实现峰值检波。
3、AD采样
对于检出的峰值的采样, 我们采用了Maxim公司的12位A/D转换器MAX197, 它的输入范围软件可调具有0–5V, 0–10V, -5–5V, -10–10V四种模式, 同时具有八个模拟通道, 可以巡回测量, 大大简化了电路设计。它是以写控制字写信号的下降沿来启动转换, 而且每次转换前都要重新写入控制字[4]。
四、实验总结
放大器带宽和增益指标 第2篇
开环带宽：开环带宽定义为，将一个恒幅正弦小信号输入到运放的输入端，从运放的输出端测得开环电压增益从运放的直流增益下降3db(或是相当于运放的直流增益的0.707)所对应的信号频率。这用于很小信号处理。
单位增益带宽GB：单位增益带宽定义为，运放的闭环增益为1倍条件下，将一个恒幅正弦小信号输入到运放的输入端，从运放的输出端测得闭环电 压增益下降3db(或是相当于运放输入信号的0.707)所对应的信号频率。单位增益带宽是一个很重要的指标，对于正弦小信号放大时，单位增益带宽等于输 入信号频率与该频率下的最大增益的乘积，换句话说，就是当知道要处理的信号频率和信号需要的增以后，可以计算出单位增益带宽，用以选择合适的运放。这用于 小信号处理中运放选型。
转换速率(也称为压摆率)SR：运放转换速率定义为，运放接成闭环条件下，将一个大信号(含阶第一文库网跃信号)输入到运放的输入端，从运放的输出 端测得运放的输出上升速率。由于在转换期间，运放的输入级处于开关状态，所以运放的反馈回路不起作用，也就是转换速率与闭环增益无关。转换速率对于大信号 处理是一个很重要的指标，对于一般运放转换速率SR10V/μs。目前的高速运放最高转换速率 SR达到6000V/μs。这用于大信号处理中运放选型。
全功率带宽BW：全功率带宽定义为，在额定的负载时，运放的闭环增益为1倍条件下，将一个恒幅正弦大信号输入到运放的输入端，使运放输出 幅度达到最大(允许一定失真)的信号频率。这个频率受到运放转换速率的限制。近似地，全功率带宽=转换速率/2πVop(Vop是运放的峰值输出幅度)。 全功率带宽是一个很重要的指标，用于大信号处理中运放选型。
建立时间：建立时间定义为，在额定的负载时，运放的闭环增益为1倍条件下，将一个阶跃大信号输入到运放的输入端，使运放输出由0增加到某 一给定值的所需要的时间。由于是阶跃大信号输入，输出信号达到给定值后会出现一定抖动，这个抖动时间称为稳定时间。稳定时间+上升时间=建立时间。对于不 同的`输出精度，稳定时间有较大差别，精度越高，稳定时间越长。建立时间是一个很重要的指标，用于大信号处理中运放选型。
等效输入噪声电压：等效输入噪声电压定义为，屏蔽良好、无信号输入的的运放，在其输出端产生的任何交流无规则的干扰电压。这个噪声电压折算到运放输入端时，就称为运放输入噪声电压(有时也用噪声电流表示)。对于宽带噪声，普通运放的输入噪声电压有效值约10~20μV。
差模输入阻抗(也称为输入阻抗)：差模输入阻抗定义为，运放工作在线性区时，两输入端的电压变化量与对应的输入端电流变化量的比值。差模输 入阻抗包括输入电阻和输入电容，在低频时仅指输入电阻。一般产品也仅仅给出输入电阻。采用双极型晶体管做输入级的运放的输入电阻不大于10兆欧;场效应管
做输入级的运放的输入电阻一般大于109欧。
共模输入阻抗：共模输入阻抗定义为，运放工作在输入信号时(即运放两输入端输入同一个信号)，共模输入电压的变化量与对应的输入电流变化量之比。在低频情况下，它表现为共模电阻。通常，运放的共模输入阻抗比差模输入阻抗高很多，典型值在108欧以上。
增益可变放大器 第3篇
目前, 全球定位导航系统在军事和民用中都有极为广泛的应用, 并拥有可观的技术前景。本文研究的中频可变增益放大器即面向GPS/伽利略系统, 在整个信号通路中具有十分重要的作用, 作为射频与模拟基带的接口电路, 一方面提供了一定的增益抑制后面各级的噪声, 同时自身要贡献较低噪声;另一方面由于整个信号接收通路的线性度取决于后面各级, 因此中频放大器应具有较高的线性度;此外, 根据通带内波纹要求, 该放大器应具有很宽的带宽并保证自身的稳定性;低中频接收机中还存在另外一个问题就是射频前端的输出会包含一定的直流失调量, 若不采用一定的抑制机制, 这些直流成分将同样被放大从而使后面的滤波器饱和, 因此, 中频可变增益放大器还需要抑制直流失调。整个接收机系统的主要工作如下:接收到的信号首先通过低噪声放大器 (LNA) 放大, 然后由I/Q两路混频器 (MIXER) 下变频至中频, 再通过可变增益放大器放大后进入带通滤波器 (COMPLEX FILTER) 滤波, 最后进入模数转换器 (ADC) 。
1 可变增益放大器的基本原理
可变增益放大器通常采用闭环结构, 如图1所示。
根据闭环负反馈的基本原理知, 若运放的开环增益A趋于无穷大, 则:
可见增益只取决于无源元件的比值, 具有较高的线性度, 此时若改变R1或R2的值, 即可改变增益。在实际应用中, 应尽量保证运放的开环增益足够大使得上式成立。
1.1 全差分运放的设计
全差分运算放大器是整个电路的核心模块, 其性能直接决定了增益调节的精确性, 通带波纹, 线性度等。由于该放大器的设计目标为可兼容16MHz中频, 10MHz带宽的伽利略系统, 因此为满足通带波纹的指标, 须设计一个宽带放大器, 其单位增益带宽应达到2GHz。同时由于采用了共模负反馈电路稳定输出电平, 必须保证差模和共模环路的稳定性。本文所采用的带有共模反馈电路两级全差分运算放大器完整结构如图2所示。
该电路中同时存在差模和共模信号, 且存在3个环路, 因此必须保证每一个环路的稳定。对于差模信号, 米勒电容Cc的加入提高了差分环路的稳定性, 此时电路中主要存在两个极点, 主极点为[2]:
R1和R2分别为第一第二级的输出阻抗。次主极点为[2]:
C1和C2为输出节点的寄生电容, 出于稳定性考虑, P2要远离P1, 主要是通过增大gm6的值来实现, 这就增加了功耗。运放的单位增益带宽为[2]:
若要得到较大的单位增益带宽, 则需增大gm1或减小Cc, 但因为需要一定的Cc来补偿稳定性, Cc不能任意减小, 因此, 主要通过增大gm1提高带宽, 同样增加了功耗。电阻Rc与Cc串联, 是为了引入一个左半平面极点来抵消米勒电容引起的右半平面零点。
对于共模信号, 存在两个环路, 在图2中, 一是通过M3-M1第一级到M6-M7第二级再到M8-M9第三级最后返回到M3的栅极这一负反馈环路, 另一条是通过M1-M3第一级到M6-M7第二级再通过运放外面的电阻反馈网络 (未在图2中标出) 的正反馈环路, 必须分别考察这两个环路的稳定性。
对于负反馈环路, 其环路增益为3级共源级增益的乘积, 这里在第3级加入了源简并电阻减小了环路增益, 在一定程度上提高了共模负反馈环路的稳定性。易知此电路中存在3个极点, 由于M8-M9漏端是低阻抗节点, 故其产生的极点可忽略, 共模负反馈环路的两个极点也可分别用 (1) 式和 (2) 式表示, 因此, 提高差模环路稳定性的方法也可同时用于共模负反馈环路。通常, 只要保证了差模电路的稳定性, 共模环路的稳定性要求也同时满足[1]。
正反馈环路的环路增益为电路内部前馈增益与反馈系数的乘积。由于反馈系数小于1, 且共模负反馈电路总是迫使输出小信号共模电压趋近于0, 因此正反馈环路的环路增益永远小于1。因此, 尽管存在正反馈环路, 但在任何频率点上, 其环路增益均小于1, 依然是稳定的。
1.2 直流失调的抑制
抑制直流失调的方式是加入一个伺服环路 (servo loop) , 它的作用是:放大器输出经过一低通滤波器将低频信号取出并取反, 在输入端和原信号相加, 则起到了抵消直流失调信号的作用。
此方法的效果取决于伺服环路增益的大小, 伺服环路增益越大, 则输出的直流失调值越小。考虑两个方面来决定伺服环路的增益大小, 一方面由于这个环路的输出端叠加在放大器的输入端, 因此其所有的输出噪声也同时加在了放大器的等效输入噪声上, 因此为了使噪声不超过指标, 不能将这个增益值取得过大;另一方面, 由于中频放大器后面的带通滤波器也有一定的直流失调抑制能力, 能够允许此处的不完全抑制。综合上述两点, 实际中使得输出的直流失调与输入一致, 即伺服环路的作用是抵消了正向的放大作用。
1.3 中频可变增益放大器的实现
在实际的实现中, 放大器由两极组成, 如图3所示。
第一级为一个固定增益级, A1采用简单的差分对有源负载结构。第二级完成增益变化, 由外加的比特控制电路调节电阻R4实现, A2采用前述的两级全差分运放。
由于A1是一个单极点放大器, 其相位变化较稳定, 输入端的输入阻抗变化较小, 在与前级混频器联合仿真时, 混频器输出端看到的增益曲线较平坦, 不会出现明显的尖峰。并且将伺服环路的输出接在两级中间, 通过第一级的固定增益级可以降低噪声。同时A2放在第二级, 其开环增益较高, 也保证了整个放大器的线性度。因此选择这样的结构同时满足了增益、噪声及线性度的指标。
2 电路的仿真结果
采用SMIC0.18μm工艺对Cadence Spectre仿真器进行仿真。四档增益分别为16.3dB, 22.1dB, 27.9dB, 33.9dB。低频增益约为0dB。等效输入噪声为14.3nV/sqrt (Hz) , 差模、共模环路的相位裕度分别为76度和62度, 输入三阶交调值为16.7dBm。生成版图仿真后等效输入噪声为14.3nV/sqrt (Hz) , 输入三阶交调值为15dBm。
3 结束语
本文实现了一个基于GPS/伽利略系统双频段的中频可变增益放大器, 较详细地分析了该放大器的工作原理, 采用SMIC0.18μm工艺进行仿真, 通过结果可见, 直流失调得到抑制, 同时具有较高的线性度, 较小的噪声和通带波纹。
摘要：实现了一个GPS/伽利略双模导航通信系统中频可变增益放大器 (中频6MHz, 带宽2MHz/中频16MHz, 带宽10MHz) 。增益有4档可调, 从16dB至34dB, 每6dB一档。闭环电阻反馈结构保证了高线性度需求。在最高增益模式下, 通带波纹小于0.2dB, 输入噪声小于15nV/sqrt (Hz) , 该放大器同时含有直流失调抑制功能。采用SMIC0.18μm工艺, 1.8V电源电压, 功耗为9mW。该接收机系统已成功流片。
关键词：中频,可变增益,直流失调
参考文献
[1]GRAY P R, HURSTP J, LEWIS S H, et al.Analysis And Design Of Analog Integrated Circuits[M].Fourth Edition.JOHN WILEY&SONS, INC, 2001:838-845.
[2]ALLEN P E.CMOS模拟集成电路设计[M].2版.北京:电子工业出版社, 2007:208-217.
[3]CMOS可变增益放大器设计概述[J].微电子学, 2005, 35 (6) :612-617.
[4]Valentina Della Torre, Matteo Conta, Ramesh CHokkalingam, et al.A20mW3.24mm2Fully Integrated GPS Radio for Location Based Services[J].IEEE JSSC, 2007, 42 (3) :602-612.
[5]Kyoohyun Lim, Sang-Hoon Lee, Sunki Min, et al.A Fully Integrated Direct-Conversion Receiver for CDMA and GPS Applications[J].IEEE JSSC, 2006, 41 (11) :2408-2416.
[6]Giampiero Montagna, Giuseppe Gramegna, van Bietti, et al.A35m W3.6mm2Fully Integrated0.18μm CMOS GPS Radio[J].IEEE JSSC, 2003, 38 (7) :1163-1171.
[7]Giuseppe Gramegna, Philip G.Mattos, MarcoLosi, et al.A56mW23mm2Single-Chip180-nm CMOS GPS Receiver With27.2-mW4.1mm2Radio[J].IEEE SSC, 2006, 41 (3) :540-551.
程控增益放大器的实现 第4篇
关键词：程控增益放大器,数字电位器,D/A转换
0 引言
程控增益放大器指可以通过软件程序改变增益的放大器,它能自动适应大范围变化的模拟信号,针对被测信号的大小来调节放大器的增益,将不同幅度的模拟信号放大到某个特定范围来保证后端电路正常工作。随着电子技术的不断发展, 可变增益放大器在自动测控、智能测控、智能仪器仪表等重要领域的应用越来越广泛。本文将给出程控增益放大器的几种常用方法及其特点。
1 基本原理
由运放组成的基本放大器电路如图1所示,该放大器的增益G:undefined,其大小取决于反馈电阻Rf和输入电阻R1的阻值。可见只要合理选择阻值,该放大器的增益可以大于1或小于1。如果用模拟开关、D/A转换器或数字电位器等器件来替换输入电阻R1或反馈电阻Rf,然后通过软件程序的控制来改变电路增益,此放大器即是程控增益放大器。
2 程控增益放大器的实现
2.1 利用模拟开关实现
最基本的程控放大器是将上述电路中输入电阻或反馈电阻用模拟开关和电阻网络来代替。图2给出利用模拟开关CD4501和一个电阻网络代替输入电阻组成的程控放大电路,利用通道选择开关选通Ri通道时将获得不同的电路增益,该类电路可以对输入信号进行放大或衰减,因此电路的动态适应范围很大。该电路增益档位有限,虽然通过级联可以增加增益的级数,但电路会变得比较复杂,影响其工作的稳定性;该放大器的输入阻抗不固定,为减少对前级信号源的影响应该加入隔离放大器。另外,放大器的增益会受到模拟开关的导通电阻的影响,所以采用大阻值的反馈电阻Rf和输入电阻Ri可以尽量减少误差。
2.2 利用D/A转换器实现
如果用D/A转换器代替反馈电阻或者输入电阻Ri也可以构成程控增益放大/衰减器。DAC内部主要由R-2R电阻网络和模拟开关构成,例如DAC0832、AD7520等为此类芯片,在基准输入电压Vref固定不变的情况下,当输入的数字量为D时,从Iout1引脚流出的电流为Iout1=(Vref/R)(D/2n),式中R为D/A转换器的电阻网络中电阻1R的值;n为D/A转换器的位数[1]。其电路有两种形式:一种当模拟输入信号从基准电压输入端引入时,Rfb接运放的输出电压(使用芯片内的反馈电阻),其电路连接如图3(a),该电路增益G1=D1/2n,可见其为增益小于1的衰减器;另外当模拟输入信号从D/A的Rfb输入时,Vref接运放的输出如图3(b)时,该电路增益G2=2n/D2,其实质是增益大于1的放大器。如果要实现电路即能放大也能衰减的功能,可以将两个电路级联来构成增益为G=G1*G2=D1/D2,这时只要给定D1和D2的值就能得到所需的增益值;利用相同的原理也可选用单片的双通道的D/A转换器(如AD7547,AD7528等)和运放来实现其功能[2] 。随着半导体器件的发展,很多D/A转换器(如MAX502等)[3]已经内含基准电压,输出放大器和锁存器,这时只需进行简单的连线就可构成程控放大器。
此类程控放大器的优点:增益可调范围大,电路简单,具有宽的通频带,由于DAC中电阻的误差较小,温度系数低等特点,因此此类程控放大器增益误差较小,稳定性好;电路的缺点:由于器件内部分布电容的影响,电路频响不是很理想,电路增益不容易做得较大。
2.3 选用集成程控运算放大器
随着半导体集成电路的发展, 目前许多厂家推出了将模拟电路与数字电路集成在一起的单片集成数字程控的增益放大器,如PGA100/102,PGA202/203/204,AD526等,这些器件的优点是低漂移、低非线性、高共模抑制比和宽的通频带,使用时外电路简单,方便; 缺点是其增益量程有限,只能实现特定的几种增益切换,放大的增益用户无法自行改变,当需要较高的增益时,必须多级串联,这样成本很高,因此,目前单片集成程控增益放大器的应用不够普及。
2.4 采用数字电位器实现
数字电位器是一种用数字信号控制其阻值改变的集成器件,其数据传输全部采用串行方式,有边沿触发型、I2C总线型和SPI接口型三种控制类型,可以很方便地与微控器接口来精确调整其阻值。X9241是美国Xicor公司推出的X系列中较为典型的非易失性数字电位器产品,它是64抽头的四个数字电位器,采用标准的I2C双向串行接口。图4是X9241的功能方框图,每个电位器包含四个8位数据寄存器和一个控制滑臂的计数寄存器,可通过改变该电位器滑动端计数寄存器的数值来改变滑动端相对于固定端的电阻值,从而获得不同阻值的电位器。其中VHi,VWi,VLi分别为各个电位器的高端、滑动端和低端(分别等效于机械电位器的固定端、中心抽头端、固定端);A0,A1,A2,A3为地址端,用来设置8位从属地址的低4位;SCL和SDA分别为串行数据线和时钟线,用来完成对电位器的控制。图5是将数字电位器X9241、单片机AT89S52与运放741配合使用构成的程控增益放大器。数字电位器的SCL和SDA两个控制信号利用单片机的P3.1,P3.1口提供,SDA线的数据只有在SCL为低的期间才能改变状态,当SCL为高时SDA状态的改变被保留用作表示开始或终止的条件。在此电路中,数字电位器X9241充当了反馈电阻,可以通过单片机来控制滑臂位置以获得不同增益。在应用中可以通过级联扩大增益控制级数达256级,若仍然不能满足大动态范围信号的要求,还可以采用多片X9241串联的方法解决,只是电路会变得复杂。
除了和普通运放配合使用外,数字电位器还可以和仪表放大器AD623配合使用[4],利用微处理器系统(如单片机)来调节数字电位器的电阻阻值来达到控制放大器增益的目的。
利用数字电位器实现的可控增益放大器,具有增益调节范围宽,电路简单、控制方便、成本低廉等优点,而其由于其调节准确方便,使用寿命长,受物理环境影响小,性能稳定等特点,因此其应用越来越广泛。但由于数字电位器受制造工艺等因素的制约, 其通频带受限, 利用它实现的程控增益放大器高频频响特性不理想。
3 结束语
本文给出了程控增益放大器实现方法,各有其不同的特点和应用场合, 在实际应用电路中, 程控增益放大器的实现要根据不同的要求, 选择相应的实现方式。随着程控增益放大器电路的精度越来越高,它在自动测控系统和各种智能仪器仪表的应用越来越广泛。
参考文献
[1]阎石.数字电子技术基础[M].高等教育出版社,1998(11).
[2]马胜前.精细数控放大器的设计[J].西北师范大学学报,2004(3):35-37.
[3]徐继红.用D/A转换器实现高精度可编程增益放大器[J].电子产品世界,2000(7):38.
程控增益射频宽带放大器 第5篇
关键词：射频宽带放大器,压控增益,AD8367,MSP430F5529
1 设计方案论证
1.1 固定带宽增益方案
方案一:采用高频三极管如9018 等分立元件搭建宽带放大器, 本方案带宽足够快, 增益高, 成本低, 但是电路设计复杂, 稳定性差, 容易发生自激, 且三极管存在交越失真等现象, 输出精度不高, 不满足题目对放大器稳定性和精度的要求。
方案二:采用单片集成低噪宽带放大器, 如3.9GHz超高带宽、低失真、电压反馈型运算放大器OPA847, 使用集成芯片在保证带宽的基础上, 可有效抑制噪声, 且性能稳定, 电路搭建简单, 调试方便。将集成低噪声宽带放大器作为前置放大器, 能够更有效地保证后级系统性能优异。
方案一中由于大量分立元件的引入, 使得电路复杂且稳定性差。方案二采用集成运放, 调试方便, 稳定性好。因此, 本设计选用方案二。
1.2 可控宽带增益方案选择
方案一:采用固定增益放大器, 切换衰减网络的方法。首先有放大器级联实现固定增益 (发挥部分要求52d B) , 再由继电器切换衰减网络 (如 π 型或T型) 实现增益控制。
方案二:采用集成可控增益放大器。选用宽带低噪声线性压控增益放大器AD8367 作为增益控制核心器件。其控制电压由单片机控制DAC产生, 其增益控制精度取决于DAC位数。此方案增益与控制电压呈线性关系, 控制精度高, 稳定性优良, 可实现增益连续可调, 两级AD8367 级联可实现较宽的增益调节范围。
方案一衰减网络由纯电阻搭建, 虽然噪声小成本低, 但增益调节精度受限于电阻值调节精度;且引入继电器, 将影响高频特性, 档位切换也无法实现增益连续可调。方案二采用了可变增益放大器AD8367, 具有以d B为单位的线性增益的特点, 并且以单片机作为控制可以满足题目要求0~60d B可调, 方案方便、稳定, 可操作性强, 所以采用方案二。
2总体方案设计
系统硬件电路由低噪声固定增益放大电路、宽带可控增益放大电路、功率放大电路、MSP430F5529 单片机控制模块四部分组成。
2.1 低噪声固定增益放大电路设计
前置增益采用低噪宽带放大器OPA847, 设定固定增益放大以抵消级间匹配带来的损耗, 而第一级放大较为关键, OPA847为低噪声运放, 可以降低整体的输入噪声, 参考芯片数据手册, 单级取固定增益22d B, 电阻采用用数据手册的最佳频率响应电阻推荐值。
2.2可控增益电路设计
程控增益电路模块采用500MHz带宽、线性压控增益运算放大器AD8367 作为程控核心器件。依据数据手册, AD8367 增益调节范围为-2.5~+42.5d B, 输入阻抗Zin=200, 通过对其输入端进行阻抗匹配, 将其可控增益范围调整为-14~+20d B, 两级级联理论上可实现-28~40d B的增益范围调节。
2.3 后级功率放大器的设计
为达到输出正弦波有效值Uo=2V, 本方案设计的后级功率放大电路由高性能、低失真、电压反馈运算放大器THS3201构成, THS3201 具有540MHz带宽 (Rf=576Ω, G=+5) , 输出电流可达175m A, 题目中需输出的电流经计算:Io=Uo R=2V/50Ω=2.83Vp/50Ω = 56.6m A, 能够达到设计要求。
2.4 通频带内增益起伏控制
对于频带内增益起伏的控制, 通过两种方法来保证带内增益平坦。首先, 我们采用增益平坦度较高的的放大器来进行级联设计, 本设计中所用的得宽带放大器1d B衰减点均大于300MHz;THS3201 具有380MHz的1d B增益平坦度带宽。从而保证放大器的带内增益平坦。其次, 我们在放大器级间插入阻容元件, 对放大器进行匹配, 从而优化放大器的传输参数, 同时减少电路分布参数对放大器幅频特性的影响。
2.5 射频放大器的稳定性分析
系统的稳定性取决于系统的相位裕量, 即放大器开环增益为0d B时的相位与180°的差值。由于信号通过运放及反馈回路的过程中产生附加相移, 使∆ΨA+ΔΨF=Nπ (N为奇数) , 产生自激 (ΔΨA表示低频段的附加相移, ΔΨF表示高频段的附加相移) ;本系统的设计中, 反馈均为运放单级反馈, 注意到每级运放自身产生的附加相移均小于180°。部分反馈电阻上可并联反馈电容, 构成超前相位补偿来减小输入杂散电容的影响;通过PCB板合理布线, 使反馈回路产生的相移最小。
3系统测试
3.1 频带响应测试
设定固定放大倍数, 用函数发生器产生固定输入电压有效值20m V的频率信号, 然后用示波器测量系统的输出信号有效值, 通过计算, 求出系统的实际增益。最后将实际的增益与设置的增益比较, 利用以上数据算出测量误差。测量时将输出端接到示波器, 观察波形是否失真。
3.2 增益步进测试
测试增益步进控制准确性, 增益控制范围为12d B ~ 40d B, 增益控制步长为4d B, 增益绝对误差不大于2d B, 并能显示设定的增益值, 将输入固定为20m V, 按照要求的步进增益测试输出信能得到很大的改善。号, 测量数据并分析误差。
4结论
测试结果表明该系统完成了程控增益射频宽带放大器的所有功能, 实现了预期的带宽和增益调节范围和精度等性能指标。在硬件方面, 通过加入前置输入级, 使用BNC接头, 外部增加屏蔽壳等措施有效地抑制了高频信号对电路高频干扰的影响, 使系统的性
参考文献
[1]李涛, 姚启涛, 杨燕翔.基于AD8367的大动态范围AGC系统设计[M].电子设计工程, 2010, 18 (1) :55~57.
数控增益电荷放大器的设计 第6篇
1 原理简介及电路框图
1.1 电荷放大器电路设计原理
数控增益电荷放大器原理是把容性传感器产生的电荷经“电荷/电压转换电路”转换为电压量,“隔直缓冲电路”去除前级放大器的直流误差,“数控增益控制”完成电压量的数控放大。本电路在设计过程中,首次采用梯形电阻反馈网络使反馈等效电阻高达2GΩ。
电路原理框图如下:
加速度g与传感器产生的电荷Q的多少成正比,因此单电源电荷放大器基本型电路是一个积分电路。数控增益电荷放大器基本原理就是把传感器上的电荷按一定比例转移到一个积分电容上,由高输入阻抗电压放大器转换出电压信号,电压增益大小受12位数控。
1.1.1 电荷放大的原理
电路的核心部分是“电荷/电压转换电路”,其原理电路如图2。
传感器可以看作是容性信号源,可用等效电容CS和等效电压eS表示,Ce是电缆分布电容。电荷放大器是一个电压并联负反馈电路,虚地点输入阻抗趋近零,迫使传感器产生的电荷Q几乎全部转移到反馈电容Cf上,利用运放与电容将被测量的电荷转换成电压。
根据原理计算公式如下:
其中:
式中:Q――电荷量,C
eS――信号源等效电压,V
CS――信号源等效电容,F
Ce――电缆分布电容,F
K――运放增益
Rf――反馈电阻,Ω
Cf――反馈电容,F
所以
式中:V0――电压输出,V
由公式可得以下结论:
电路中,输出电压是输入电流的积分,电荷被存储在反馈电容Cf上,当运放开环增益足够大时,下限频率足够低时,输出电压正比于输入电荷量,即电荷放大器。
由公式(3)看出,当K>>1时电路输出由Cf决定,而与信号源等效电容CS和传输电缆分布电容Ce无关,这就使得电荷放大器输入端可接较长的电缆而不影响其精确度。由于V0与K无关,运放的线性误差不被引入,所以整个电路线性较好。这也是电荷放大器性能优于高阻抗电压放大器的主要特点。因此,电荷放大器是目前公认较好的冲击测量前置放大器。
用户根据实际需要要求电路具有很低的频率特性,低频端为0.5Hz,因此电路设计的关键之一是设计下限频率,根据公式(2.4),由于电路的频带下限与电路中反馈时间常数有关,低的下限频率要求Rf、Cf尽可能大,考虑电路的温度特性和体积限制,Cf必须采用温飘较小的电容,其必须与传感器匹配;Rf必须选用特高电阻,本电路采用梯形电阻反馈网络,使反馈等效电阻高达2GΩ,满足了电路具有很低的频率特性的要求。
但高阻又与直流设计和电路噪声设计矛盾。由于运放偏流的存在反映到输出直流电压有个漂移,等效电阻很大时,这个漂移也比较大,而且这个漂移随温度、时间变化而变化,必须妥善运放偏流的设计。电路设计时要选择偏流小的运放。第一级输出到第二级之间采用隔直电容,但隔直电容将带来另一个问题――影响低频特性。电路中D/A转换放大电路部分的最大增益很大,即使m V级的运放偏流也会导致数伏的直流电压输出,要求输入的直流分量必须很小。所以电路中第二级运放采用同相输入,同相端连接的电阻尽量小,与隔直电容配合,形成合适的低频响应,同时也能兼顾直流偏移较小。
电路的频带上限则主要与电路中使用的运放带宽、压摆率有关。综合考虑以上因素,本电路选用频带较宽压摆率较高的运放,并妥善地选择合适的电阻电容值,使电路的带宽较宽0.1Hz~100k Hz,很好地满足了用户对电路带宽和各种参数的要求。
1.1.2 等效高阻反馈网络的原理与设计
以往电荷放大器的制作过程中,高阻的选择和制备一直是困扰设计和制作工艺的一个主要问题,受体积的限制,高阻最大能做到100MΩ左右,但一致性不好,成本很高。本电路把自动控制中常见的梯形电阻分压分流网络运用于电荷放大器反馈电路中(如图3),使反馈等效电阻高达2GΩ,而实际电路元件并不是阻值很高的电阻器,因此选用比较灵活。实际电路的等效值与理论设计值十分接近,提高了电路的一致性。比以往的电荷放大器频率指标提高了一个数量级。
1.2 数控增益的实现
电路中数控增益电路的设计采用D/A转换器电路接成数控增益放大器,其原理图如图3所示,实际使用了其内部的分压分流受控的网络。
数控端通过调节反馈回路电流控制增益。由此可得增益大小为
式中:A理论――增益理论值
D――数控数据(12位二进制数)
用高精度D/A转换器来实现数控增益与其他方式实现数控增益(例如用模拟开关和电阻网络)具有精度高、可靠性好的特点,方便计算机控制。但只限于二进制码控制,有一定局限性,而且由于D为自然数,控制增益变化不是线性的(即增益值是离散的)。
推而广之,本电路略进行变换,也可接成12位的精密数控衰减器的形式,数控端控制运放输入电流从而控制增益。如下图5,则衰减倍数为
如果再把数控放大器和数控衰减器配合,将能弥补增益量的离散性,增益为
式中D1和D2分别为12位二进制数,代表衰减与增益。
另外,本电路设计时要选择线性较好的器件,且尽量用高增益的运放来弥补信号通过阻容时的失真和线性变坏,使实测非线性度0.06%,失真度0.03%。
2 结论
数控增益电荷放大器使用数控的方式控制电荷放大器的增益完全适合计算机控制,而且数控范围较宽,电路的的低频特性带达到以下,较以往产品指标提高了一个数量级。是一种适合高灵敏度传感器和计算机控制的匹配放大器电路。
摘要：在此篇中,主要基于数控增益的原理和梯形电阻的等效高阻来实现对低频响应的设计。其中具体说明了运用反馈网络来完成低频响应的设计的方法,并使用D/A转换器数实现数控增益功能。
关键词：电荷放大器,梯形反馈网络,数控增益,D/A转换器
参考文献
[1]吴建平,李建强.数字程控放大器的设计与应用[J].成都理工学院学报,2002(6).
[2]李建新,刘栓江.n级梯形电阻网络的研究[J].大学物理,2003(7).
多泵浦光纤拉曼放大器增益性能研究 第7篇
随着数据传输业务以及计算机网络的飞速发展,长距离、大容量和高速率的光纤通信已经成为现代通信发展的必然趋势。光放大器是长距离光纤通信系统中的重要元件之一,因此,光纤通信对光放大器的要求也越来越高,FRA(光纤拉曼放大器)因其噪声低、在线放大和全波段放大等优点受到了广泛关注[1,2]。评价FRA的性能参数很重要的一个指标就是它的增益,影响FRA增益的因素有很多,包括泵浦方式、光纤性质、泵浦数量、波长间隔和泵浦功率等等。由于FRA增益的峰值位置由泵浦波长决定[3,4],不同波长的泵浦光在不同的信号波长处产生最大增益,单泵浦FRA增益平坦度低、带宽窄且对泵浦功率要求高,因而本文采用多波长泵浦[5]方式进行研究。本文采用Optisystem软件建立了FRA仿真系统,研究了FRA增益的影响因素,研究结果对于提高光纤通信的性能具有重要意义。
1多波长泵浦FRA理论模型
图1所示为多波长后向方式泵浦FRA光路原理结构图,不同波长的信号光和不同波长的泵浦光通过波分复用耦合器引入到拉曼增益光纤中,由于多个波长的泵浦光和信号光在拉曼增益光纤中传输,因此这种多波长泵浦的FRA的功率耦合涉及到信号光与信号光、泵浦光与泵浦光、泵浦光与信号光之间的拉曼增益过程,也包括后向瑞利散射的放大过程以及自发辐射噪声和自发热噪声的产生,系统的理论模型[5]如下:
其中
式中,pυ+和pυ表示在频率υ附近很小的带宽Δυ内的正向和反向传输光功率;ευ为光纤瑞利后向散射系数;αυ为光纤衰减系数,对于石英单模光纤,一般在10-5/km量级;k、h和T分别为玻耳兹曼常量、普朗克常数和光纤的绝对温度;gμυ为频率υ处的泵浦光对μ处光波的拉曼增益系数;Keff为偏振因子,偏振态相同、正交和完全干扰时分别为1、!和2;Aeff为光纤的有效面积;N为信道总数;z为传输距离。
式(1)中,A项表示所有短波长分量对考察信道受激拉曼增益的影响,B项表示考察信道对所有长波长分量受激拉曼增益的影响,C项表示所有短波长分量在考察信道处产生的自发拉曼散射噪声及热噪声(斯托克斯噪声),D项表示考察信道在所有长波长处产生的自发拉曼散射噪声及热噪声(反斯托克斯噪声),但自发拉曼散射和瑞利散射不会影响拉曼增益谱,所以在忽略上述几种影响的情况下,式(1)可近似表示为
式中,αi表示第i信道的损耗系数。
2光纤通信系统中FRA增益特性的研究
本文在Optisystem仿真平台上构建了多波长FRA系统[6,7,8],如图2所示。采用了后向泵浦方式,信号光与泵浦光经过相反的方向通过FRA,输出端用光谱仪和双通道光功率仪检测和分析FRA的增益,LD表示连续波激光器。
仿真系统参数设置如下:50路信号光,信号波长为1571~1620nm,波长间隔为1nm,信号光功率为1mW,采用DCF(色散补偿光纤)传输,光纤长度为20km,纤芯有效面积为72μm2,系统采用12个泵浦源,起始泵浦 波长为1320 nm,间隔为20nm,功率为300mW。为了便于观察,文中等间隔绘出了5个波长增益图。
以下将讨论传输距离、纤芯有效面积、泵浦光功率和泵浦数量对FRA增益的影响。
(1)传输距离对FRA增益的影响
图3所示为FRA增益随传输距离的变化曲线。由图可见,在信号、泵浦功率和泵浦数量一定的情况下,FRA增益先随传输距离的增加而增大,当传输距离达到一定值后,FRA增益不再增大,反而逐渐下降。因此存在一 个FRA增益最大 值所对应 的DCF长度,称之为最短增益饱和长度[9],本仿真系统的最短增益饱和长度为20km。从图中还可以看出,在相同传输距离上,信号波长越长,FRA增益越大;在传输距离比较短时,FRA增益相差较小,随着传输距离增大,FRA增益相差较大。
(2)纤芯有效面积对FRA增益的影响
图4所示为纤芯有效面积对FRA增益的影响曲线。由图可见,当纤芯有效面积在60~100μm2之间时,FRA增益有一个局部最大值,将此局部最大值所对应的纤芯有效面积称为最佳纤芯有效面积,不同信号波长的最佳纤芯有效面积不同。由图4还可以看出,短波长最佳纤芯有效面积大于长波长最佳纤芯有效面积,在此参数下,我们取最佳纤芯有效面积为72μm2。当纤芯有效面积大于100μm2时,FRA增益随着纤芯有效面积的增大而减小,并且不同信号波长的FRA增益值相差较小。
(3)泵浦光功率对FRA增益的影响
图5所示为泵浦光功率对FRA增益的影响曲线。在本仿真系统中,当泵浦功率为100~220mW时,FRA增益呈线性增大,变化较小,不同信号波长对应的FRA增益值相 差较小。当 泵浦功率 为220~300mW时,FRA增益呈非线性增大,变化较大,不同信号波长 对应的FRA增益值相 差增大。当泵浦功率 >300 mW时,FRA增益增长 趋于平缓,部分波长上出现了负增长甚至增益为负值。
(4)泵浦数量对FRA增益的影响
图6所示为泵浦数量对FRA增益的影响曲线。由图可见,当泵浦数 量为6~9时,各个信号 光的FRA增益值相差较小,泵浦对信号的放大作用不明显;当泵浦数为10、11时,FRA增益变化变大;当泵浦数为12时,FRA增益急剧增大,达到最大值,并且长波长的FRA增益值大于短波长;当泵浦数量>12时,FRA增益急剧减小。
此外,该仿真系统还可以用于研究输入信号功率和泵浦波长间 隔对光功 率以及FRA增益的影响。
3结束语
FRA的增益是长距离传输系统的一个重要参数,因此需要对普通FRA进行优化。本文构建了多泵浦FRA系统仿真系统,研究了传输距离、纤芯有效面积、泵浦光功 率和泵浦 数量等因 素对FRA增益特性的影响,这些对于优化长距离传输系统的性能,提高光纤通信系统的质量有非常重要的现实意义。
摘要：FRA(光纤拉曼放大器)增益的峰值位置由泵浦波长决定,不同波长的泵浦光在不同的信号波长处产生最大增益。为获得最佳的FRA增益特性,采用多波长泵浦FRA理论模型,利用Optisystem软件建立了多泵浦FRA系统,通过系统仿真,研究了光纤通信系统中FRA的增益特性,分析了传输距离、纤芯有效面积、泵浦光功率和泵浦数量等因素对FRA增益的影响,确定了影响FRA增益的最佳参数,验证了FRA仿真系统的正确性和设计方案的可行性。
关键词：光纤拉曼放大器,泵浦,增益
参考文献
[1]方强,梁猛.光纤通信[M].西安:西安电子科技大学出版社,2003.
[2]刘增基,周洋溢,胡辽林,等.光纤通信[M].西安:西安电子科技大学出版社,2004.
[3]N.布洛姆伯根.非线性光学[M].吴存恺,沈文达,沃新能,译.北京:科学出版社,1987.
[4]Shu Namiki,Koji Seo,Naoki Tsukiji,et al.Challenges of Raman amplification[J].Proc of the IEEE,2006,94(5):1024-1034.
[5]王春楠.光纤放大器的分析与研究[J].电子技术,2011,44(1):38-50.
[6]Masuda Hiroji,Kawai Shingo.Wide-band and Gainflattened hybrid fiberamplifier consisting of an EDFA and a multiwavelength pumped Raman amplifier[J].IEEE Photon Technol Lett,2009,11(7):647-649.
[7]Perlin V E,Winful H G.Optimal Design of Flat-Gain Wide-BandFiber Raman Amplifiers[J].Journal Of Lightwave Technology,2002,20(2):250-254.
[8]Lin Sharlens.Opening the S-band and more with Raman amplification[J].Lightwave,2011,(3):92-96.
低成本增益可控射频放大器的实现 第8篇
近几年来,大学生电子设计竞赛对放大器设计的要求越来越高,难度逐年提升,主要是难点是频率、带宽、增益以及平坦度等指标的综合实现。因此,用尽可能低的设计成本实现高频率、大带宽、高增益、高平坦度的放大器系统成为放大器研究的一个关键问题。文章提出的设计方案,主要针对射频放大器系统,通过选用廉价高性能的单片微波集成电路,结合高精度衰减器实现性能稳定、增益可控、平坦度极高的宽带射频放大器。
1 系统方案设计
系统总体设计方案如图1所示,此方案主要由四个模块组成:前级放大由两级电压放大器组成,并在每一级电压放大器后跟随一级衰减器进行增益精确控制。此设计基于希望系统在大信号输入下的电压增益大于40d B,因此,放大器各级合理的增益分配成为设计的关键问题之一。若增益分配不当,则容易导致放大器输出饱和,不满足要求。经过分析和多次调试,我们选择放大级和衰减器交叉设计的方案,通过拨码开关来控制组合的放大和衰减,有效地解决了输出饱和问题。
2 硬件电路模块设计
2.1 SBB2089放大器电路
根据SBB2089的数据手册,该放大器的带宽为50MHz~850MHz,且每片所提供增益固定为20d B,考虑到功率放大部分也有十几d B的增益,所以采用两级级联放大,两级SBB2089的总增益为40d B左右。电路原理如图2所示。
2.2 PE4302衰减器电路
PE4302可用于频率高达4GHz的信号的步进控制,衰减越大,大于2.8GHz后的信号偏差越大。故在小于2.8GHz的范围内,PE4302可用于增益的精确控制,以实现增益步进值。衰减器衰减控制部分连接拨码开关进行衰减值的设定,原理图中未画出拨码开关,无需单片机就能进行增益的衰减控制,大大降低了系统的成本。PE4302的电路原理图如图3所示。
3 总结
经测定,该增益可控射频放大器能够识别1m V的交流信号,放大倍数0-60d B可调,并且在50MHz-850MHz的范围内,平坦度波动小于0.5d B,噪声极小。此系统电路十分简洁,调试容易,系统成本不到50元。若是将最后一级SBB2089换为宽带功率放大器,则整机系统能够实现大信号的大增益输出并且具有极高的平坦度。也可在最后一级加入宽带滤波器进行特定带宽的射频放大器的定制。
参考文献
[1]黄智伟.射频集成电路原理与应用[[M].北京:电子工业出版社,2004.
[2]高吉祥,黄智伟,陈和.高频电子线路[M].北京:电子工业出版社.
[3]谢军,盛庆华,毛礼建.射频宽带放大器的增益控制设计与实现[J].现代电子技术.2015,38(6):136-138.
