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无线传输损耗范文

来源：文库

作者：开心麻花

2025-09-19

无线传输损耗范文（精选6篇）

无线传输损耗第1篇

桌面无线传输是一种新型的毫米波短距离无线应用技术。对高达吉比特每秒传输速率的研究，使得高速桌面无线系统的应用成为可能。由于工作频率和传输环境的不同，需要给出能够准确描述40 GHz桌面无线传输信道的链路损耗模型，用于链路预算和桌面传输性能分析。在静态桌面无线应用系统中，发送端和接收端容易达到视距(Line of Sight,LOS)传输。先不考虑阴影损耗，此时，电波的传播主要受直射路径和桌面反射路径的影响。可是，假如直接应用典型的LOS传播模型进行链路损耗模型，将产生很大的误差。这是由于典型的LOS传播模型建立在一定假设条件上，而这些假设条件相对于工作在40 GHz频段的桌面无线应用来说并不合适。

基于前人的实践与分析，本文给出基于间距反射系数表示法的分析，提出改进了的适合于40 GHz桌面无线传输信道链路损耗的模型，研究并分析了毫米波40 GHz桌面无线传输信道链路损耗与实测数据进行的比较。

1 桌面系统的毫米波信号反射理论

40 GHz桌面无线信道几何描述如图1所示。工作在毫米波段的发射端和接收端天线设为内置。其中l1=AB表示直射路径长度，l2=AC+CB表示桌面反射路径长度。接收和发射天线高度分别表示为ha和hb。收发端的间隔间距表示为d，它是直射路径AB在x-y平面上的投影。

反射系数由电波极化模式、入射角和介质的相对介电常数共同决定，水平与垂直极化模式如下：

其中，RTE和RTM分别表示水平极化和垂直极化模式下的反射系数，εr是反射桌面材料的相对介电常数，φ是入射角。通过变换得到基于收发间距的反射系数表达式，水平与垂直极化模式如下：

其中，c=ha+hb，对固定的桌面应用场景而言，c是常数。经过改进后，反射系数取决于收发器两端的间距d，以及对特定的应用场景而言是固定的参数c和εr。

2 毫米波两径模型与室内链路损耗经验模型

2.1 改进的LOS链路损耗模型

在桌面LOS环境下，改进的链路损耗[1]可以通过传统的LOS模型表示为：

其中，λ为波长，Ql1是发射天线和接收天线对于直射路径的天线增益乘积，Ql2是发射天线和接收天线对于桌面反射路径的天线增益乘积。

2.2 室内链路损耗经验模型

正常情况下，40 GHz桌面应用系统仍是一种室内信道模型[2]。广泛使用的平均链路损耗模型表达式为：

其中表示收发端间距为d时的平均链路损耗(d B),PL(d0)表示自由空间中，参考间距d0处的链路损耗值，n为链路损耗指数。根据定义，PL(d0)是自由空间下，在参考间距处的链路损耗值，可表示为：

3 数值结果与讨论

3.1 不同材质桌面信号发射系数

反射系数RTE和RTM随着间距d变化比较的情况如图2所示。使用的桌面材料为木材(εr=2)、PVC板(εr=3.5)以及瓷板(εr=8)。从图2中可知，水平极化模式下反射系数RTE始终为负值，随着收发端间距的增加而减小，并趋近于-1。在同一收发器间距下，瓷板桌面有较大的反射系数绝对量。对于垂直极化模式而言，随着收发端间距d的增加，反射系数会从正值穿过零点后变为负值，最后也同水平极化模式一样趋近于-1。垂直极化模式下RTM将经过零点，此时将收发端间距定义为dBA，而此时的入射角就是布鲁斯特角(Brewster Angle)。由式(4)可以得到：

此时，桌面材料对反射系数的影响与过零点位置dBA有关。当d<dBA时，反射系数为正值，在同一收发器间距下，瓷板桌面有较大的反射系数。当d>dBA时，反射系数为负值，在同一收发器间距下，木制桌面有较大的反射系数绝对值量。可以看出，只要收发端之间的间距和c不改变，则反射系数就不会改变。

在传统的室内LOS链路损耗模型中，反射系数通常被指定为常数(如-1)，以达到简化的目的，这在较长间距时是满足实际环境情况的。但是，从图2可以看出，在40 GHz桌面无线应用中，两种模式的反射系数只有在收发端间距足够远的情况下才近似为-1。而桌面的有效工作范围多数情况下仅处于3 m之内，假如直接将反射系数取值为-1将产生较大误差。因此，对于40 GHz桌面应用环境，反射系数必须依据环境参数具体考虑。

3.2 桌面链路损耗改进模型与传统LOS模型比较

图3(a)～(c)给出了水平极化模式下，3种材料桌面链路损耗的数值仿真结果。垂直极化模式下3种桌面材料相应的链路损耗由图3(d)～(f)给出。为方便比较，图中同时给出了反射系数R=-1时，相应环境下的链路损耗数值仿真。从图3可以看出，对于水平极化模式，当桌面材料的相对介电常数值增加，则链路损耗的变化加剧，此时链路损耗的变化接近于反射系数R=-1的情况。

对于垂直极化模式而言，反射材料的相对介电常数增加时，链路损耗的变化很少。垂直极化模式下比水平极化模式下的数据吻合度高，误差也较小。

对于水平极化模式而言，相对介电常数较小，反射系数R=-1的简化同样会带来较大误差，只有当相对介电常数增大时，误差才会缩小。因此，反射系数R=-1所带来的误差不能轻易忽略。

3.3 桌面毫米波系统平均链路损耗特性比较

在进行无线信道的链路分析时，一般应用平均链路损耗(Mean Path Loss)作为经验值进行覆盖范围和信号强度的计算。平均链路损耗[3]可由链路损耗局部最大值与最小值平均得到。在PVC板桌面材料下，对链路损耗以对数坐标曲线拟合结果如图4所示。图中，可以用直线方程y=px+q表示平均链路损耗，且d取值不是从零开始，而是从某一特定参考间距d0开始，得到平均链路损耗的方程应该描述为：

从这个拟合得到的模型形式上看，链路损耗理论预测结果在对数坐标下的拟合直线表达式与经验模型在形式上是一致的，其中拟合直线的斜率p和截距q可以分别表示为p=10n,q=PL(d0)。曲线的拟合度(Goodness of Fit)用均方根误差[4](Root Mean Squared Error,RMSE)给出，它的定义如下：

其中，e表示拟合误差，N表示样本点数。RMSE越小，表示拟合度越好。

三种桌面材料中，水平与垂直极化模式下链路损耗经曲线拟合后的结果，包括拟合直线的斜率p和截距q，以及均方根误差RMSE，如表1所示。从表中可以看出，水平极化模式下的值多大于垂直极化模式下的值。即用式(9)表示垂直极化模式下的平均链路损耗，有更好的吻合度。同时，在水平极化模式下，随着桌面材料的相对介电常数εr的增大，RMSE在水平极化模式下将增大，而在垂直极化模式下将减小。这是因为(如图3所示)在水平极化模式下，εr的增加将导致链路损耗的两径起伏变化加剧，因此RMSE将加大。相反，就垂直极化模式而言，曲线拟合时的RMSE会随之减小。

从表1中看出，虽然曲线拟合的RMSE结果会随着极化模式及相对介电常数的变化而变化，但拟合后的平均链路损耗却体现出对极化模式和桌面材料的不敏感。在表1中，拟合后的直线斜率和截距基本不会改变。这表明，式(9)适用于不同极化模式和不同桌面材料环境下的平均链路损耗表达，得到的对数坐标下的拟合直线斜率和截距仅与收发天线的高度和工作频率有关。

3.4 40 GHz室内链路损耗经验模型与实测数据比较

本节提取了文献[4]中10个LOS点的链路损耗值，对这些测试数据直接转换成对数坐标后的结果近似的拟合为直线y=10·2.2x+80.4，与经验模型式(6)比对后，n=2.2。结果与一般的室内LOS环境中的链路损耗指数[5]n=2近似。表明直接对测试或理论预测数据进行曲线拟合与利用公式进行计算所得到的结果近似相同。

4 40 GHz与60 GHz桌面无线信道链路损耗比较[6]

改进后的链路损耗模型，由于运用了随间距变化的反射系数，从而在整个作用间距范围内的波动有所减小。与40 GHz比较的测试工作频率为62.5 GHz，发射端和接收端天线高度都为15 cm，采用垂直极化模式。62.5 GHz链路损耗明显高于40 GHz链路损耗，并随着间距的增大，两者的差距并不明显。在提出的改进桌面环境理论预测损耗模型中，40 GHz与62.5 GHz桌面环境预测损耗也有相似的一面。两种链路损耗拟合虽然有明显的差异，但对于链路损耗指数n，两者的斜率近似相等，且都接近于2，这也与前文所示的值近似。

5 结束语

根据不同的极化模式提出了一种基于间距的反射系数表示法。针对桌面视距链路环境的特点，提出了适合40 GHz桌面无线传输应用的链路损耗模型。将得到的理论预测数据与40 GHz室内毫米波传播损耗进行比较，同时，对不同桌面材料和极化模式下的链路损耗进行了比较。结果表明垂直极化模式和木制桌面材料环境下，40 GHz短距离桌面无线信道链路损耗起伏较小，使得在用经验模型描述平均链路损耗时的吻合度较高。将平均链路损耗表达式的参数与40 GHz室内链路损耗经验模型进行比较发现，拟合后的直线斜率与链路损耗指数有对应性，所以在保持相同的误差要求下，可以用对理论预测模型进行曲线拟合的方法替代传统室内环境下需要进行大量测试后才可得到的平均链路损耗经验模型。最后，比较得出了40 GHz与60 GHz的共性与差异，得出在40 GHz短距离视距桌面无线传输时，可以得到比典型的LOS模型更适合的链路损耗的表达。

摘要：根据不同的极化模式提出了一种基于距离的反射系数表示法,同时提出适合40 GHz桌面无线传输信道链路损耗的模型。研究比较了工作在典型的桌面材料的链路损耗结果,同时验证了对理论数据拟合得到平均链路损耗参数方法的有效性。比较了改进的40 GHz与60 GHz桌面环境下的链路损耗。结果表明,垂直极化模式和木制桌面材料环境下,用经验模型描述平均链路损耗时的吻合度较高。

关键词：40 GHz,反射系数,桌面材料,链路损耗

参考文献

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[3]SARKAR T K,JI Z,KIM K,et al.A survey of various propagation models for mobile communication[J].IEEE Antennas and Propagation Magazine,2003,45(3):51-82.

[4]张贻华,陈志强,叶家骏,等.40 GHz毫米波室内传播损耗分析[J].电子测量技术,2010,33(6):44-46.

[5]KAREDA J,JOHANSSON A J,TUFVESSON F,et al.A measurement-based fading model for wireless personal area networks[J].IEEE Transactions,Wireless Communica tions,2008,7(11):4575-4585.

浅谈光纤通信传输损耗第2篇

1、光纤通信的相关理论

光纤即为光导纤维的简称。光纤通信是以光波作为信息载体,以光纤作为传输媒介的一种通信方式。从原理上看,构成光纤通信的基本物质要素是光纤、光源和光检测器。光纤除了按制造工艺、材料组成以及光学特性进行分类外,在应用中,光纤常按用途进行分类,可分为通信用光纤和传感用光纤。传输介质光纤又分为通用与专用两种,而功能器件光纤则指用于完成光波的放大、整形、分频、倍频、调制以及光振荡等功能的光纤,并常以某种功能器件的形式出现。

光纤通信的应用在当前主要集中于各种信息的传输与控制上。以互联网的发展为例,传统互联网以电缆为传输工具,速度比较慢,随着90年代美国信息高速公路的建设,现代互联网传输的主体为光纤。去年,我国的有线电视实现了由模拟信号向数字信号的完全转变,有线电视信号的传输也是以光纤的应用为前提的。另外,随着信息化的普及,光纤通信基本已经深入到每个人的生活。除此之外,由于光纤通信具有保密性高、受干扰性能高的优点,其在军事与科技中的应用也十分广泛。当然光纤在实际应用中也有一些缺陷,比如玻璃的质地比较脆,比较容易折断,因此加工难度高,价格也较昂贵,要求的加工工艺与电缆相比也复杂很多。而且由于光纤通信自身存在着传输过程中的光能损耗等问题,因此,对于光纤通信要有全面的认识。

2、光纤传输损耗的种类及原因

光纤在传输中的损耗一般可分为接续损耗和非接续损耗。接续损耗包括由于光纤自身特性引起的固有损耗以及非自身因素(一般为工业加工下艺以及机械的设置)引起的的熔接损耗和活动接头的损耗。非接续损耗包括光纤自身的弯曲损耗和由于施工等因素造成的损耗,另外由于具体光纤应用环境对光纤传输带来的损耗也属于非接续损耗。除此之外,按照光纤传输过程中损耗产生的原因,可分为吸收损耗、散射损耗和其他损耗。

2.1 吸收损耗

吸收损耗是指光波通过光纤材料时,一部分光能变成热能,造成光功率的损失。光在传输过程中会与介质发生作用,由于光含有能量,因此在传输过程中必然有一部分被介质所吸收,转化为自身的热能。比如太阳以光的形式向地球传输能量,在阳光经过大气层时,由于大气层具有吸收光的作用,因此造成海拔不同的地方,空气含量发生变化,温度也随之变化。这是吸收损耗的一个最典型的例子。

光纤的吸收损耗主要表现在光纤自身材料对光能的吸收。例如加工光纤的原料以石英为主,而石英中就含有铜、铁、铬等金属元素,这些金属元素在各自不同的离子状态下对光粒子都具有吸收作用。另外由于加工过程中,光纤中会含有许多不同的杂质。

2.2 散射损耗

散射损耗是指由于光纤的形状、材料使折射率分布存在缺陷或者不均匀,导致光纤中传导的光与微小粒子相碰撞发生散射,由此引起的损耗。

散射作为一种光学现象在生活中十分常见。如在晴朗的早晨,太阳还没有升起时天空就是亮的,这就是由于空气中的杂质对太阳光的散射造成的。散射作用的本质是反射作用,即由于物体结构等的不同,造成物体对光的反射以不同的角度向周围无序地反射出去。同理,由于光纤制作工艺等原因,光纤的内部界面会对传输中的光进行散射,造成光传输的能量散失。另外光波的波长与散射有密切的关系。以瑞利散射为例,这种散射主要集中在短波长区域,由于散射对于波长较短的光作用小,因此光纤在长波长区的损耗比短波长区的要低。

2.3 其他损耗

其他损耗,又称附加损耗,主要是指是由于光纤微弯以及光纤弯曲造成的损耗和连续损耗。

(1)光纤的弯曲损耗。由于光纤自身的性质比较柔软,可以弯曲,但是当光纤弯曲到一定程度后,虽然能够继续对光进行全反射,但此时光波传输的路径已经改变,因此在光纤中会有一部分光能渗透到包层中或穿过包层成为辐射模向外泄漏,从而产生损耗。因此光纤的弯曲损耗与光纤弯曲的曲率有着很大的关系。

(2)光纤的连续损耗。光纤的连续损耗指光纤在连接时由于融接等方面的原因对以后的光波传输带来的能量损耗,主要是接头损耗。两根光纤在进行连接时,光纤的纤芯与包层同心率、光纤直径、模场直径、椭圆度、光纤弯曲度等自身的物理性质决定了其接头损耗的大小。日常的操作和实验表明,光纤的纤芯与包层同心率对接头损耗的影响最大,其次是光纤弯曲度。

3、降低光纤损耗的对策

由于光纤的吸收损耗和散射损耗受光纤自身物理特性的影响较大,因此主要讨论其他几种降低损耗的办法。

首先,应选用特性一致的优质光纤,在同一条线路上尽量采用同一批次的优质名牌裸纤,以求光纤的特性尽量匹配。其次,光缆施工时应严格按规程和要求进行,尽量减少接头数量。敷设时严格按缆盘编号和端别顺序布放,使损耗值达到最小。最后,要保证光纤的应用与施工的环境符合要求,严禁在多尘及潮湿的环境中露天操作,切割后光纤不得长时间暴露在空气,尤其是在多尘潮湿的环境中。环境温度过低时,应采取必要的升温措施。

4、结语

光纤通信在日常生活中具有十分重要的作用,对光纤通信的损耗特性进行深入的研究有助于光纤通信系统的日常维护,对保证系统的正常运行、提供优质的通信服务具有重要的现实意义。

摘要：本文主要对光纤传输损耗产生的原因进行分析,并提出了相应的解决对策。

无线传输损耗第3篇

对流层散射通信是利用对流层中不均匀体对超短波以上的无线电波的散射来实现的一种超视距无线通信方式,在国内、国外军事通信中占有重要地位。通常通信散射电波波束是沿地球切线方向传播的,散射角一般不超过2°。随着国际上对散射通信应用范围认识得不断提高,发现散射通信在5~100 km的越障通信具有良好的应用前景[1]。在该种应用方式下,电波波束为高仰角条件,散射角通常大于5°。

由于散射通信与气象条件、地形和地貌等密切相关,其传输损耗不仅是通信距离和工作频率等因素的函数,更是散射体高度、散射角、地区和季节等许多因素的函数。散射传输损耗预计方法迄今未见统一。目前工程上常用ITU-R617和NBS-101两种方法对散射通信链路传输损耗进行预计,继而指导散射站型设计。在上述常规散射使用(散射角小)模式下,2种方法的预计结果相近,与实测值有较小误差。然而,在散射越障通信(散射角大)模式下,2种方法预计结果差异较大。针对该问题,基于等效地球半径概念和使用条件,分别对ITU-R617和NBS-101中的散射传播损耗预计方法进行了分析,得出了2种预计方法的适用范围。

1 等效地球半径

大气折射指数变化使得电波路径是一条曲线,计算电波路径参数时将会很复杂。在近地表面大气中,可认为大气折射指数随高度均匀变化,在这种情况下,电波射线曲率为固定常数,可引入等效地球的概念。在等效地球之上,除电波射线变为直线外,天线仰角、端点高度和地面距离等都不变[2]。

ITU-R617中给出的等效地球半径为:

式中,a(km)为实际地球半径;k为等效地球半径系数[3]:

通常可取d N/dh=-40N单位/km,相应k=4/3。在具体路径上可以确定k为:

ΔN为地面与地面以上1 km处的折射率指数差。

NBS-101中给出的等效地球半径为:

式中,Ns为地面折射指数。

对于地面1 km以内,即散射公共体高度h<1 km时,大气折射指数随高度基本满足线性变化,在等效地球上对散射链路的分析能够较准确地反映实际情况;随着通信距离或者散射角的增大,散射公共体离地高度h将会超过1 km,此时大气折射指数随高度不再满足线性关系,电波传播方式也不再满足式(1)和式(4)定义的等效地球上的直线传播。

ITU-R617以及NBS-101方法对散射通信传输损耗的预计都是以等效地球半径为背景进行讨论的,下面对2种方法分别进行分析。

2 ITU-R617和NBS-101预计方法分析

2.1 ITU-R617预计方法分析

20世纪70年代初,张明高院士提出广义散射截面理论模型,根据国内实验数据总结出了一套比较完整的适合我国条件的传输损耗统计预计模式,并被CCIR采纳于CCIR238-3报告。20世纪80年代,张明高院士进一步提出了适用于全球的对流层散射传输损耗预计方法,形成CCIR238-6报告中的首要技术模式,随后形成CCIR617-1建议,即现在常用的ITU-R617建议。

根据ITU-R617建议,当频率f=200 MHz~5 GHz时,传输损耗年中值[4,5]为:

式中,M为气象因子,其具体值如表1所示;f为频率(MHz);θ为散射角(rad):

θet,θer为发收波束仰角(rad),θe为:

ae为地球等效半径(km);d为大圆距离(km);LN为与散射体高度和气候区参数γ有关的损耗:

气候区参数γ的取值如表1所示。H为最低散射点到收发天线连线高度(km):

h为最低散射点离地高度(km):

Lc为介质耦合损耗:

Gt,Gr为发收天线增益(d B)。

ITU-R617方法计算相对简单,大部分参数都有相应的解析表达式,计算方便。在一般散射通信应用中,散射公共体离地高度h<1 km,大气折射指数随高度变化基本满足线性关系,等效地球半径满足式(1)定义。此时,ITU-R617方法预计准确度较高,比较符合我国实际应用,是我国工程技术人员进行散射通信传输损耗预计的首选方法。

散射通信越障应用中随着散射角的增大,在一定条件下造成散射公共体高度h=aeθ2/8>1,即电波实际传播方式不再满足式(1)定义的等效地球上的直线传播,直接将式(6)确定的散射角代入式(5)预计出的传输损耗与实测值将会出现偏差。

根据h,H的物理意义,在一般情况下有h<H,但当天线仰角较大时,会出现θ>2d/ae的情况,利用式(9)和式(10)将得出h>H,这与实际情况相违背。故当θ>2d/ae时,ITU-R617预计出的传输损耗也难以准确地反映实际情况。

2.2 NBS-101预计方法分析

NBS-101方法是美陆军对流层散射工程设计手册中的传输损耗预计方法,各参数概念清楚,适用范围较广。NBS-101中对流层散射长期中值基本传输损耗[6]:

式中,f为频率(MHz);d为平均海平面的弧线距离(km);r0为2个天线间的直线距离(km);F(θd)为衰减函数;F0为散射效率;H0为频率增益函数;LA为大气吸收衰减;θ为散射角(角距离)(rad)。

当θd<2,即θ<2/d时,

对于其他一般的情况:

式中,α0,β0为考虑到折射指数Ns随高度非线性变化而引入的修正因子,具体值可通过文献[6]查得。

由于NBS-101计算起来非常复杂,包含大量的曲线应用,因此在工程应用中,通常在满足一定条件下对其进行近似计算。当Ns=301,电路对称因子s=0.7~1时,衰减函数F(θd)为:

当0.01θd10时,

当10θd70时,

当θd≥70时,

对于任意Ns值的F(θd),有

一般在高于400 MHz的散射应用中,频率增益函数H0、散射效率F0都很小,一般可忽略不计;2个天线间弧面距离与直线距离基本相等;在10 GHz以下可忽略大气吸收衰减,因此式(9)可简化为:

NBS-101传输损耗预计方法在利用等效地球半径时,考虑到了大气折射指数非线性变化的影响,并在相应情况下利用式(14)对θ进行修正,使其符合实际链路情况,因此对散射传输损耗的预计也更符合实测值。但其计算繁琐,需要查阅大量图表,工程应用相对困难。

3 分析验证

通过对上述2种方法的分析,得出当散射角时,ITU-R617可作为我国散射通信传输损耗预计的首选方法,但在其他情况下,则需选择NBS-101对散射通信传输损耗进行预计。下面对以上分析进行验证。

在华北地区对散射通信常规模式和越障模式各选取一条链路进行实验,Ns=310,气候区编号为6,所用频段为C波段,信号形式为单频正弦波,统计6 h的中值电平并折算成中值传输损耗,将实测数据与ITU-R617和NBS-101两种方法预计出的传输损耗进行比较,对比结果如表2所示。对于高邑到定州,通信距离d=107 km,临界散射角即1.420 9°,大于实际值0.710 5°,2种预计结果都能够较好的反映实际链路情况。

对于官厅到高崖口,通信距离d=29.3 km,临界散射角即0.038 9°,远小于实际值12.908 7°,NBS-101预计结果更能反映实际链路情况。

表2表明,在常规模式中,2种预计结果都能较好的反映出实际链路传输损耗,但在越障模式中,NBS-101预计结果更能反映实际链路情况,与理论分析一致。

4 结束语

在散射通信常规模式中,ITU-R617和NBS-101都能够很好地预计出传输损耗,ITU-R617理论清楚,计算更加简单,大部分参数都有解析表达式,非常适合工程应用,且相对NBS-101方法,ITU-R617更符合我国的实际应用情况,工程中可作为首选方法使用。随着散射通信应用范围的扩展,散射通信也应用于跨山和越障,这时2种方法预计结果会出现较大偏差,此时,NBS-101预计方法更能反映实际情况。通过分析,得出了2种方法的选取原则,为合理进行对流层散射通信工程设计奠定了坚实的基础。

参考文献

[1]徐松毅,陈常嘉,李文铎.高仰角对流层散射电波传输损耗的一种预计方法[J].电波科学学报,2011,26(3):528-532.

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[3]张明高.对流层散射传输[M].北京:电子工业出版社,2004.

[4]Rec.ITU-R P.617-1.Propagation Prediction Tech-niques and Data Required For The Design of Trans-HorizonRadio-Relay Systems[S],1992.

[5]Rec.ITU-R P.617-2.Propagation Prediction Tech-niques and Data Required for The Design of Trans-HorizonRadio-Relay Systems[S],2012.

无线传输损耗第4篇

从大尺度路径损耗来看,室内环境的千差万别使得室内无线信号的路径衰减带有很大的随机性,目前还难以找到一种通用的路径损耗建模标准来统一描述这种衰减规律。而这一问题的解决方法可以利用测试值和统计的方法来得到近似解。如果从对数距离路径损耗模型入手,对室内通道结构下的无线信号衰减进行研究,最终可以得出无线信号在单信号源LOS(视距)条件下室内通道式结构的衰减指数即路径损耗指数的经验值,并建立相应室内环境中的路径损耗模型。路径损耗指数表征了无线信号强度随距离变化而损耗的程度,确定了该值也就掌握了特定距离上的路径损耗,这就是求取路径损耗指数的意义所在。

1 室内通道式结构视距路径损耗

很多研究表明,室内路径损耗遵从公式[1]:

$Ρ L_{[d B]} = Ρ L (d_{0}) + 10 n \lg (\frac{d}{d_{0}}) + X_{σ [d B]}$ , (1)

式中,n为路径损耗指数,表示路径损耗随距离增长的速率,它依赖于周围环境和建物类型;Xσ是0均值,标准偏差为σ的高斯随机变量;d0为参考距离,d为基站与手机间的距离。PL(d0)为近场参考损耗,在室外损耗建模中,通常使用1 km的功率;而在室内损耗建模中,由于参考距离较近,PL(d0)除了可以利用实地测试得到外,还可以用自由空间损耗来确定,公式如下:

$Ρ L (d_{0}) = 10 \lg \frac{Ρ_{t}}{Ρ_{r}} = 20 \lg \frac{4 π d_{0}}{λ}$ , (2)

式中,Pt为发射功率,Pr为接收功率,λ=c/f为电磁波波长即光速c除以电磁波频率f。以往许多研究者通过大量测试对室内环境下的信号路径损耗进行研究,得到了一些特定室内环境中的路径损耗指数。在本文中,将通过单信号源,对同层视距条件下的通道式结构再做一些详细研究,以试图得到该结构下900 MHz频段下的视距路径损耗经验值。这种研究研究包括了地下停车场通道、酒店过道、开放式办公室通道、写字楼普通过道4种较为典型的通道式结构。利用的对数路径损耗模型和MMSE(最小均方误差)法拟合路径损耗指数,最终求出了4种通道式室内结构的视距路径损耗指数经验值。

2 路径损耗指数的MMSE法推导

设此类通道式结构的路径损耗是服从式(1)的对数正态模型:下面运用最小均方误差法(MMSE)拟合路径损耗指数n,步骤如下:

设pi为di处的接收功率(i=1,2,3),d0为近地参考距离。由式(1)得接收电平的估计量为:

pei=Pt-PL(d0)-10nlog(di/d0), (3)

式中,Pt为发射功率,PL(d0)为近场参考点损耗值。若设参考距离处接收功率为P(d0),则:

P(d0)=Pt-PL(d0), (4)

所以:

$p_{e_{i}} = Ρ (d_{0}) - 10 n \log (\frac{d_{i}}{d_{0}})$ ; (5)

测量值与估计值的方差和为:

$J (n) = \sum_{i = 1}^{k} [p_{i} - p e_{i} (n)]^{2}$ 。 (6)

令上式的微分为0:

$\frac{d J (n)}{d n} = 0$ , (7)

解方程求出n=n0,则均方差为:

$σ^{2} = \frac{J (n_{0})}{k}$ , (8)

标准差为:

$σ = \sqrt{\frac{J (n_{0})}{k}}$ 。 (9)

由此根据式(1)及(2)得到该室内环境下的室内信号路径损耗为:

$Ρ_{l} = 20 \lg \frac{4 π d_{0}}{λ} + 10 n_{0} \lg \frac{d}{d_{0}} + X_{σ}$ , (10)

则接收功率为:

$\begin{array}{l} Ρ_{r} = Ρ_{t} + G_{t} + G_{r} - Ρ_{l} = \\ Ρ_{t} + G_{t} + G_{r} - 20 \lg \frac{4 π d_{0}}{λ} - 10 n_{0} \lg \frac{d}{d_{0}} - X_{σ} ‚ (11) \end{array}$

式中,Pt为天线口输出电平值,Gt和Gr分别是发射天线和测试手机天线增益;d0为远场参考点距离,Xσ为零均值及标准偏差为σ的高斯随机变量。

3 现场测试与模型导出

测试地点为昆明市一写字楼地下停车场,通道宽度约4 m平面简图如图1所示,五角星为信号源位置,信号源距地面高度约3 m。测试路径上的黑点和圆圈为电平采样位置,其中圆圈为地形展宽区测试点,表示该位置处存在明显地形展宽。

该测试为独立的信号源测试方式:天线输入功率为15 dBm,发射天线规格为815 cm全向吸顶天线,增益为3.5 dBi。表1为该地下停车场室内信号测试结果。

根据表1的数据代入式(5)求出估计值表达式,方程组表示为:

${\begin{cases} p_{e_{1}} = 0 \\ p_{e_{2}} = - 15 - 3 n \\ \dots \\ p_{e_{13}} = - 15 - 20.8 n \end{cases}; (12)$

将方程组(12)代入式(6)化简整理后可得到方差和为:

J(n)=2793.1n2-15984n+C, (13)

式中C为常数项,又由

$\begin{array}{l} \frac{d J (n)}{d n} = 2 2793.1 n - 15984 \\ \frac{d J (n)}{d n} = 0 \end{array}} \Rightarrow n = 2.86,$

将n值及式(12)代入式(6)又得:

J(n)=42+(-6)2+4.22+3.62+9.42+(-1.5)2+52+

(-1)2+0.32+(-2.8)2+0.12+0.32=208.8 (14)

⇒σ2=208.8/13≈16.1⇒σ≈4.01(dBm)。

所以该室内通道式结构路径损耗模型为:

$Ρ_{l} (d B) = 20 \lg \frac{4 π d_{0}}{λ} + 28.6 \lg \frac{d}{d_{0}} + X_{σ}$ 。 (15)

Xσ是均值为0,方差为4.01 dB的高斯随机变量。在实际测试中信号源输出功率为15 dBm,附加天馈损耗为3 dB,则线出口功率为15-3=12 dBm,发射天线为吸顶全向天线,增益为3.5 dB,一般测试手机增益为0 dB。d0=0.5为参考距离;则根据式(11)在距离为d点的接收电平为:

$\begin{array}{l} Ρ_{r} (d B) = 12 + 3.5 + 0 - 20 \lg \frac{4 π d_{0}}{λ} - 28.6 \lg \frac{d}{d_{0}} - X_{σ} = \\ - 19.5 - 28.6 \lg d - X_{σ} 。 (16) \end{array}$

由于存在偏差,所以该估计为有偏估计,其误差主要由地理环境造成。在测试中发现主要误差为通道变窄或展宽造成。对于该地下停车场,地图中有几处地形展宽区(黑色圆圈的两侧区域)。从式(14)可以看出,较大偏差基本是地形展宽区域,这时候模型变小,而需要加上地形增益来对模型进行修正。可对式(14)中大于方差的3个偏移量取均值得地形增益F=(4.2+9.4+5)/3=6.2 dB,则式(17)模型校正为:

Pr(dB)=-19.5-28.6lgd+F(dB), (17)

式中,当测试线路中地形展宽时,F=6.2 dB,否则F=0。

例如对距离信号源16 m处进行接收功率预测,由于该处有明显的地形展宽,则根据式(17)得:

Pr(dB)=-19.5-28.6lgd+6.2=

-19.5-28.61.2+6.2=-47.6 dBm,

实地测试值为-51 dBm则误差为|-47.6-(-51)|=3.4 dB。

同理得到了其余3种室内通道式结构的无线信号强度的路径损耗指数经验值分别为:1.74、1.76和2.67。通过对实测数据的分析研究还发现在这种特殊的地形中的电磁波路径损耗可能会比自由空间的扩散损耗还要小,如1.74,1.76<2,这种现象主要是由于电磁波的同相叠加造成的室内波导效应。这种特性使我们对特定结构的通道式室内无线覆盖的规划提供了方向。

4 结束语

建立模型是为了从量值上掌握室内信号功率的分布,从而合理的控制载干比。此外还能更准确地掌握室内环境下电波传播的规律,对无线信道规划和优化来说都具有重要参考价值。室内无线信道与室外无线信道的差异非常大,在室内信道中,影响接收电平最重要的因素就是阴影效应。从4种室内通道结构的视距路径损耗指数来看,该结构的路径损耗指数的均值为 $\bar{n} = (1.74 + 1.76 + 2.67 + 2.86) / 4 \approx 2.3$ 。当然,对于这种通道式结构的室内视距路经损耗指数来说,还有待对多种此类结构的室内环境继续测试才能进一步提高路径损耗指数的应用价值。

由于信号强度在测试路径上呈波动下降,所以这种靠距离来预测的模型存在一定误差。但只要是误差在可以接受的范围之内的模型,则是具有预测意义的。对数路径损耗模型是一种实用的室内无线覆盖规划模型。在根据实测数据建立模型后,可以利用地形因子进行相应距离的校正。

参考文献

[1]THEODORE S,RAPPORT.无线通信原理与应用[M].周文安,付秀花,王志辉等译.北京:电子工业出版社,2006.

[2]ANEREAGOGLDSMITH.无线通信[M].杨鸿文,李卫东,郭文彬等译.北京:人民邮电出版社,2006.

[3]SCOTT Y,SEIDEL,THEODORE S.Rapport.914MHz Path Loss Prediction Modelsfor Indoor Wireless Communicationsin Multifloored Buildings[J].IEEE Transactions on Antennas and Prpagation,1992,40(2):207-217.

无线传输损耗第5篇

飞机的进场着陆是飞行中极为重要的阶段，各国的民航组织都非常重视它的开发与研究。随着民用航空事业的飞速发展和空中交通量的剧增，空中交通状况日益复杂，传统的飞机着陆系统-仪表着陆系统由于它固有体制上的局限，已经无法满足飞机精密进近着陆的要求。它只能提供一条单一的下滑道、对场地要求高、工作频道少和受调频干扰严重。因为这些缺点是仪表着陆系统在技术上和使用上所固有的，不是自身可以克服的，部分国家开发使用了微波着陆系统。但是因为微波着陆系统设备昂贵以及仪表着陆系统的缺点仍能忍受，微波着陆系统并未得到广泛的应用。最近几年，随着GPS开发应用的深入，其作用日益受到人们的关注。GPS应用于飞机着陆的试验和研究工作成了最热门的项目，许多国家也将目光转向了卫星导航陆基增强系统[1]。

着陆和起飞只占整个飞行过程很小一部分，但却非常重要。据统计数据表明，近41%的事故发生在着陆阶段，26%发生在起飞阶段。VHF数据链的性能直接影响到陆基增强系统的性能，而传输损耗是数据链性能中重要方面之一。为了加强安全性，对VHF数据链的性能分析时，传输损耗的分析计算尤为重要。

1. 陆基增强系统

GBAS是在局域增强系统(Local Area Augmentation System，简称LAAS)基础上发展起来的，为全球导航卫星系统(Global Navigation Satellite System，简称GNSS)测距信号提供本地信息、修正信息及完好性信息。修正信息的精度、完好性、连续性满足所需服务等级的要求。GBAS的基准站位于需要精确定位的机场。在基准站附近的飞机(大约20海里以内)可以收到基准站通过VHF数据链以数字格式发送的修正信息。

1.1 GBAS的优越性

利用GBAS实现飞机进近着陆的优点如下：对地面场站无特殊要求，尤其是对条件恶劣的野战机场;系统设备较简单，有很大的经济效益;这是一种由飞机导出数据的系统，主动进近着陆，有很大的工作覆盖区，能引导飞机沿曲线，分段和全方位进场;可提供多种下滑道，适合各种机型以不同的下滑角度着陆，并可同时引导多架飞机着陆;它与仪表着陆系统和微波着陆系统互不兼容，互不干扰。

1.2 GBAS的组成

一个GBAS系统包括三部分：空间部分，地面部分和机载部分。GBAS一类精密着陆系统的基本结构如图1-1所示。

2. VHF数据链的传播损耗计算

电波在自由空间里传播不受阻挡，不产生反射、折射、绕射、散射和吸收，但是，当电波经过一段路径传播之后，能量仍会受到衰减，这是由于辐射能量的扩散而引起的。由电磁场理论可知，若各向同性天线的辐射功率为PT瓦时，则距辐射源d米处的电场强度有效值E0为

磁场强度有效值H0为

单位面积上的电波功率密度S为

若用天线增益为GT的方向性天线取代各向同性天线，则上述公式应改写为：

接收天线获取的电波功率等于该点的电波功率谱密度乘以接收天线的有效面积，即

式中，AR为接收天线的有效面积，它与接受天线增益GR满足下列关系：

式中，λ2/4π为各向同性天线的有效面积。

由式(3-6)至式(3-8)可得

当收、发天线增益为0dB，即当GR=GT=1时，接收天线上获得的功率为

由上式可见，自由空间传播损耗Lfs可定义为

以dB计，得

或

式中，d的单位为km，频率单位为MHz。

3. 结论

用MATLAB[3]根据公式(3-13)绘制VHF信号在自由空间传播时的传播损耗，如图3-1所示。在108-137MHz的频率范围内，随着距离增大信号衰减严重。根据GBAS规定的发射天线提供的功率为47dB，而接收机的要求的最小功率为-87dB，可以看出一个VHF地面站所能提供的涵盖范围为200NM。

图3-2是选择了VHF频率段的最小值(108MHz)和最大值(137MHz)作为公式(3-13)中的f，用MATLAB绘制相应的曲线。由图3-2可见，不同频率间的损耗差别不大，但随着距离的增大，损耗差别增大。同时可以看出，高频率的信号在自由空间的损耗大于低频率的信号的损耗[2]。

摘要：陆基增强系统产生的所有增强信息、下滑道数据及其他相关信息均是通过甚高频数据链发射的,该数据链的性能直接影响到陆基增强系统的性能,而传输损耗是数据链性能中重要方面之一。因此,甚高频数据链中的传输损耗的分析是陆基增强系统研究的一个非常重要的内容。推导出传输损耗的计算公式,并且在MATLAB上得以实现。

关键词：陆基增强系统,VHF数据链路,传输损耗

参考文献

[1]Ground Based Augmentation System Data Transmission.ENAC,2000.

[2]郭梯云,邬国扬,李建东,移动通信,西安电子科技大学出版社,1995年9月第1版,2000年5月修订版,62-63页,31-40页。

无线传输损耗第6篇

1无线传感器网络概述

1.1 无线传感器网络的研究现状

1998年,美国国防部提出了“智能尘埃”的概念,最先开始无线传感器网络技术的研究。美国科学基金委员会2003年制定了无线传感器网络研究计划。其他国家的研究机构也加入了无线传感器网络的研究。2004年,中国国家自然科学基金委员会将一项无线传感器网络项目列为重点研究项目。2005年,将无线传感器网络基础理论和关键技术列入计划。2006年,将水下移动传感器网络的关键技术列为重点研究项目[1]。

1.2 无线传感器网络的应用

①环境的检测和保护;

②医疗护理;

③军事领域[1]。

2无线传感器网络节点节能的必要性

①节点由电池供电,受到节点体积的限制,电池容量一般不是很大,并且由于工作环境特殊,或者节点数量庞大,人类无法或不方便频繁更换电池,能量约束性极强。

②随着实际监测环境的日趋复杂多变,人类迫切需要应用多媒体传感器网络监测活动,这使得硬件平台日趋复杂,能耗也飞速增长。

③电池的容量在可预见的未来不会产生变革性的提高,电池技术远远滞后于处理器技术的发展速度。

3 WSN节点的能耗分析

传感器节点由处理器模块、无线通信模块、传感器模块、能量供应模块四部分组成,其中前三部分消耗能量[2]。

3.1 处理器模块的能耗

微处理器功耗主要由工作电压、运行时钟、内部逻辑复杂度以及制作工艺决定。工作电压越高、运行速度越快,其功耗越大。为了增加节点的生命周期,在微处理器选取时,首先考虑超低功耗的微处理器,同时它必须支持多种工作模式,包括“运行”、“空闲”和“休眠”等。

3.2 无线通信模块的能耗

无线通信模块负责实现节点间的数据接收和发送,其能量消耗主要来源于两部分:一部分能耗用于产生射频信号,这部分能耗与调制方式的选择和目标距离有关,由天线发送功率Ptx决定;另一部分能耗用于元器件进行必要的频率合成、频率转换和滤波等,这部分能耗基本上是固定的。

发送功率是由发射机放大器产生的[3]。放大器的自身功耗Pamp由其本身结构决定,但是对于大部分放大器,它们的功耗由其产生的功率决定。在一个比较实际的模型中,假设需要一个固定的功率电平,该功率电平与发射功率无关,加上一个比例偏移:Pamp=αamp+βampPtx

式中,aamp与βamp是常量,由处理技术和放大器结构决定。除了放大器,在传输中也要保证向其它电路供电,这部分功耗记作PtxElec。

发送一个n比特的数据包所需能量取决于发送时间(由标称比特率R和编码率Rcode决定)以及发送期间的总功耗。此外,若发射机在发送数据前必须开启,则需要额外的启动功耗。综合考虑这些因素,发送一个n比特的数据包所需能量为:

undefined

为了有效节省能量,应该尽可能使无线通信模块睡眠。

3.3 传感器模块的能耗

传感模块的能量消耗来自多个部分:信号采样以及物理信号到电信号的转换、信号调制等。传感器模块工作方式由具体应用决定,可能为突发式或周期式,其消耗的能量为单次采样的能耗与采样次数的积。

4无线传感器网络能耗监测装置设计

能耗监测装置主要由5个部分组成:传感模块、信号调理模块、单片机、无线通信模块和电源模块,如图3所示。

传感器节点电流不能直接由A/D转换器处理,必须先由电流感应放大转换电路转换为电压信号。单片机集成的A/D转换功能只有10位,精度不够,因此需要选择独立的A/D转换器将该电压信号转换为相应的数字量输入到单片机内。电压的信息采集则由单片机内置的A/D转换器完成。该装置可以方便地通过USB接口或者无线接口与电脑连接并且实现相互通讯。单片机操作A/D转换器,并且负责进行数字信号处理,然后将结果输出给计算机。

ADM4073是一组低成本、高端电流检测放大器,适合于便携式设备的电流测量,如手机、笔记本电脑等[4]。输入电压范围从2V至28V,供电电压3V至28V,供电电流低于500uA,误差正负1.0%,可选择增益为20V/V、50V/V或100V/V。使用ADM4073检测电流,不会影响节点正常工作,见图4。

5基于MATLAB节点能量损耗的可视化GUI设计

打开MATLAB软件,运行“GUI”,进入到GUI的设计界面窗口,本文的设计是读取来自硬件部分单片机的数据并根据数据得出相应的图形,进而实时监测节点的能量损耗情况,所以以此为根据来选择适当的空间设计。

先设计四个串口号,显示不同的通道,为了让用户能看到串口的通信速度;在界面还添加了波特率这一参数,硬件是以57600的速度传输给电脑的,所以设置波特率为57600;在可视化设计中,为了显示每个通道的值及四个值的对比,以及显示一个通道电流量的实时曲线,还需要添加两个轴,轴1要显示的是四个通道的电流量,X轴设置为通道1、通道2、通道3、通道4,Y轴设置为0～50mA的电流量。界面如图5所示:

在界面输入串口代码,并在界面中运行,即可监测节点一消耗的电流。代码如下:

点击“运行”按钮,即可得到下面的实时监测图:

图中:①是四个节点能耗图,Y轴表示的是节点的平均电流损耗值;

②是默认通道通道1的电流量,

Ⅰ:是一个周期的结束,3个LED灯全关闭,此时耗能接近于0mA;

Ⅱ:一个LED灯亮,其他两个处于闭合状态,此时较一个LED灯亮时能耗增加;

Ⅲ:两个LED灯亮,一个LED灯处于闭合状态,此时能耗数值增加约一倍;

Ⅳ:三个LED等同时亮,此时能耗最大,约是Ⅱ状态能耗的3倍。

5结语

首先根据无线传感器的应用前景等提出了节点能量损耗的不容忽视性,在对节点进行能量损耗分析和总结节能的必要性后设计了无线传感器网络的能耗监测装置以及可视化的实现,直观地看出节点的损耗情况,并实时对系统做出正常能耗和异常能耗的检测反映,也可以为节点硬件和软件的节能设计作参考。从而找到更适合的设计方案来更大限度的节省能量,解决无线传感器的能量损耗过快的问题,使得无线传感器得到更广泛的应用。

摘要：无线传感器网络应用的瓶颈就是能量损耗问题,把无线传感器网络应用做好才能进行控制优化。文中介绍了无线传感器网络研究现状、背景、特点及应用,并系统分析了节点节能的必要性。对节点能耗监测进行了硬件设计,并运用MATLAB软件设计可视化监测界面,并编写了代码,成功实现无线传感器网络节点能量损耗的实时监测。

关键词：无线传感器网络,节点,节能,可视化

参考文献

[1]司海飞,杨忠,王珺.无线传感器网络研究现状与应用[J].机电工程,2011,(01).

[2]刘晓明,陶昆.无线传感器网络节能技术的研究[J].山西电子技术,2009,(02).

[3]王德胜.无线传感器节能策略研究[D].无锡:江南大学,2008.