双向变换范文（精选8篇）
双向变换 第1篇
在分布式系统中,双向直流变换器连接储能装置和并网逆变器,根据系统要求,调节电能在储能装置和并网逆变器之间的双向流动。
双全桥双向直流变换器具有很高的磁芯利用率,其控制方式又灵活多样,故在工程实际应用中有很广泛的应用空间[1]。参考文献 [2] 提出了一种新型非调节隔离DC-DC变换器并设计了一台72 W实验样机,但是没有涉及储能系统设计。近年来, 对双向直流变换器的研究有了许多的成果,但是, 能够满足高压大功率要求的并不多,20 k Hz高频大容量隔离变压器的结构设计及变换效率是实现大功率变换器的难题[3,4,5,6]。参考文献 [7] 提出了具有移向控制的ZVS全桥DC-DC斩波变换器并且设计了一台24 V/3 A、100 k Hz样机,但是论文没有验证高压大功率场合变换器的性能。
文中针对这些问题,对传统对称全桥双向直流变换器拓扑结构进行改进 ;对高频变压器的设计进行了优化,有效地提高了整机的效率,减小了整个装置的质量和体积。通过实验验证该拓扑能更好地应用于高压大功率场合。
1 工作原理分析与主电路设计
1.1 主电路拓扑结构
高压大功率双向直流变换器拓扑图如图1所示。该变换器具有如下特点 :(1) 具有变比切换能力的高频大容量隔离变压器 ;(2) 有源箝位电路的加入抑制了低压侧整流二极管电压振荡 ;(3) 设计方法的改进降低了整个装置的质量和体积。图1中, Cb1和Cb2是隔直电容,以保证变压器不会由于直流分量的影响而饱和 ;L11和L12是谐振电感,是变压器漏感和串联电感的总和,如果变压器的漏感能够满足要求,则无需串接谐振电感,否则需串入,它是变换器能量传输的重要元件,同时也保证了变换器软开关的实现。变压器二次侧的SW-SPDT开关只是用于示意变压器的变比切换,实际实现时采用继电器。二次侧整流输出采用滤波电感,以便实现恒流充电的控制。由于滤波电感的存在,二次侧整流二极管关断时会产生较高的电压高峰,因此需要加有源箝位电路以吸收二极管关断时的振荡。变换器低压侧输出端与电池相接。当变换器工作于充电模式时,高压侧输入市电整流后的电压 ;当变换器工作于放电模式时,高压侧输出电压为DC720 V。
1.2 工作原理分析
由图1可知,储能侧和电网侧主电路拓扑都采用全桥电路,能方便实现高压大功率的目标。当变换器工作于充电模式时,电能从图1左侧 ( 电网侧 ) 经过全桥变换电路、高频变压器输出到右侧输出电路。这时无需对右侧全桥变换电路控制,直接利用绝缘栅双极晶体管 (IGBT) 反并二极管构成整流电路,实现高频交流电压到直流电压的转换,再经滤波电感和电容滤波后给蓄电池充电。
当变换器工作于放电模式时,蓄电池中储存的电能经右侧 ( 储能侧 ) 全桥变换电路逆变成高频交流,再经高频变压器升压后通过电网侧全桥变换电路反并二极管整流成直流。直流电压经滤波电容滤出高频纹波,输出给并网逆变器,馈送给电网。
1.3 试验样机参数计算与设计
1.3.1 主要设计技术指标
系统主要设计技术指标 :高压侧输入为DC460 ~ 560 V,输出为DC720 V ;低压侧为DC320 V ;额定输出功率为10 k W ;工作频率为20 k Hz。根据技术指标, 对各元件进行参数计算与设计。
1.3.2 谐振电感设计计算
为了实现软开关技术,谐振电感与开关管的寄生电容之间需要满足一定的谐振条件,使得电容储存的电能可以在死区时间内完全被漏感吸收,从而使开关管两端电压在导通前降至零。
根据谐振条件可以推导出所需谐振电感大小的计算如公式 (1) 所示 :
式中 :Ioz_min为软开关最小工作电流 (A) ;CIGBT 为开关管寄生电容 (F);Ctr为变压器寄生电容 (F)。
设定软开关的工作范围为1/3满载到满载区间,则软开关最小工作电流为工作电流的1/3 ;开关管寄生电容及变压器寄生电容为1 n F。则可求得谐振电感大小为18.45μH。
1.3.3 变压器参数计算
高频隔离变压器作为双向直流变换器的重要组成部分,是高压大功率双向直流变换器实现的关键。本装置选择具有优良铁磁性能的铁基纳米晶材料作为磁芯 ;在绕组绕制时选择原副边绕组间隔绕制法来控制变压器的漏感。
1) 变比计算
充电模式下,输入市电整流后的最低电压为460 V,输出达到额定电压320 V,一次侧移向控制的最大占空比为0.8。则充电时变压器变比n1=320/(460×0.8)=0.87。
放电模式下,锂电池放电截止电压为320/3.2×2.5=250 V,输出电压要求达到720 V,二次侧移向控制的最大占空比也为0.8。则放电时变压器变比n2=(250×0.8)/720=0.28。
2) 磁芯选择
由于高频隔离变压器工作频率达到20 k Hz,传统的磁芯材料硅钢等已不能满足使用要求,而铁氧体虽高频损耗较低,但其饱和磁感应强度 (Bs) 低, 磁芯的体积和质量较大,此外,铁氧体的居里温度较低,热稳定性差。相比之下,铁基纳米晶材料具有优良的综合磁性能,集硅钢、坡莫合金、铁氧体的优点于一身,即高饱和磁感应强度、高导磁率、低损耗及优异的温度稳定性,是制造逆变电源变压器磁芯的最佳材料。
本装置选择铁基纳米晶材料作为高频变压器环形磁芯,能有效地降低变压器铁损,从而提高变换器整机的转换效率。产品牌号及相关技术参数见表1。
3) 原边和副边匝数确定
根据电磁平衡原理,原边匝数Np和磁芯有效截面积乘积满足公式 (2) :
式中 :S为磁芯有效截面积 (m2) ;Bm为最大工作磁通密度 (T)。
变压器设计工作在20 k Hz频率下,通常可选取纳米晶磁芯的最大工作磁通密度Bm=0.5 T,输入电压取其最大值,并假设ton=T/2=1/(2fs),则可以求得原边匝数 :Np=Vi_max/(4fsBmS)=21.6。
故可取原边线圈匝数为22匝,由设计的变压器变比为Ns/Np=n1=0.87,可以计算得副边线圈匝数Ns=18.8≈19。另外,由于放电输出时电压要求720 V,因此需要变压器副边抽头,抽头位置处变比为0.28,由此计算得到抽头处匝数为Ns'≈6。
另外在高频变压器绕组设计上,考虑到实现软开关对漏感的要求,在绕组绕制上采用原副边绕组间隔绕制,能有效地控制变压器漏感,最终绕制的变压器漏感值为22μH,满足实现软开关技术的参数要求。因此,不用再外加谐振电感,减小了整个装置的整机质量和体积,也降低了由电感引起的损耗和温升,使变压器温升控制在60℃左右。
根据以上主要技术参数,设计出本文带变比切换功能的隔离变压器。
1.3.4 滤波电感参数计算
输出电流纹波为20%,根据功率要求输出电感的输出额定电流为35 A,工作频率为40 k Hz。输出滤波电感见公式 (3) :
式中 :Vi为输入电压,取其中间值510 V ;Vo 为输出电压320 V。计算得Lo≈318μH。
1.3.5 滤波电容参数计算
电容Ci在充电模式时作为输入滤波电容工作, 其所需容值计算见公式 (4) :
式中 :f为工频50 Hz ;Po为额定功率10 k W ;则Ci≥394 ~ 630μF。
由于放电模式下Ci作为输出电容所需的容值远小于该值,因此按该值对电容选型。由于高压侧最高电压等级为720 V,则可选择耐压等级为500 V的电解电容串联实现。
电容Co在充电模式时作为输出滤波电容工作, 其所需容值可通过输出纹波电压和纹波电流的值来进行估算,见公式 (5) :
式中 :fs为开关频率20 k Hz ;当变换器运行在充电模式时,设定输出电压纹波为1%,电流纹波为20%。计算得Co≥13.7μF。
另外选择电容时考虑电容的ESR( 电容的等效串联电阻或阻抗 ) 需要满足公式 (6) 的要求 :
工程实际中采用多个电容并联的方式降低电容的ESR。而当变换器运行在放电模式时,由于输出电源为电池,其电压本身波动很低,因此无需考虑电容Co作为输入滤波电容的容量要求。由输出电压等级为320 V,可选择耐压等级为500 V的电解电容。
1.3.6 隔直电容参数计算
隔直电容容值计算见公式 (7) :
设隔直电容两端变化量的峰峰值ΔVcpp=30 V, 则由公式 (7) 可计算得16.3μF。工程实际中隔直电容需选择无感电容实现,为了降低其等效电感, 采用多个电容并联。
1.3.7 储能系统设计
储能系统既能作为电源,又能作为负载。本文储能系统采用锂电池系统。整个电池系统共使用400个5 000 m A·h的电池。模块一组装方式为 :4个电池组并联,每组电池60个5 000 m A·h电池串联, 组成192 V、20 A·h模块 ;模块二组装方式为 :4个电池组并联,每组电池40个5 000 m A·h电池串联, 组成128 V、20 A·h模块。系统组装方式为 :2个模块串联,组成320 V、20 A·h模块。蓄电池系统基本参数如表2所示。
1.3.8 储能系统充电控制设计
锂电池的充电管理是双向直流变换器需要实现功能之一,为了能够高效可靠地对储能锂电池进行充电,需要监测变换器输出的电压和电流。在锂电池的充电策略中,多采用三段式充电方式,即 :恒流充电、恒压充电、浮充。其中最重要的是恒流和恒压充电阶段。本文采用电流内环加电压外环的双闭环控制来实现恒流和恒压稳定控制,见图2。
为了有效实现恒流和恒压控制,在电压环和电流环之间加入一个比较环节,对电压环输出和参考电流比较,将两者中较小的做为电流环参考值。当充电过程处于恒流充电时,电池电压与参考电压差值很大,电压环PI输出处于饱和状态,其值必大于参考电流,此时只有电流环作用,使输出电流保持恒定,实现恒流充电。当充电过程进入恒压充电阶段时,充电电流减小,与参考电流的差值增大, 电流环PI输出处于饱和状态,此时只有电压环作用,使输出电压保持恒定,实现恒压充电。
2 实验结果分析
2.1 主要技术参数
本文按照图1所示拓扑结构制作了一台10 k W实验样机进行实验验证。变换器主要器件技术参数如表3所示。实验条件和结果如表4所示,可以得出效率η=(Po/Pi)=95.79%。市电整流后作为高压侧直流电源,用电阻负载代替锂电池接在低压侧。
2.2 主要试验波形及分析
主要实验波形如图3所示。
图3 a)、b) 分别表示变压器原副边电流和电压波形,波形无明显振荡和尖峰,说明双向直流变换器的性能良好。由图3 c) 可知驱动信号开通IGBT时,IGBT两端电压已为零,即零电压(ZVS) 开通。由图3 d) 可知驱动信号关断IGBT时,流经IGBT电流为零,即零电流 (ZCS) 关断。
图3 e) 为不加有源箝位电路时的波形,此时低压侧二极管在关断时会产生明显的振荡 ;图3 f) 为加有源箝位电路时的波形,此时低压侧二极管在关断时不会出现振荡。验证了有源箝位电路的加入有效地吸收了低压侧二极管关断时的振荡。
2.3 主要器件发热监控及分析
双向直流变换器主要器件的发热情况影响整个变换器的效率及输送容量。因此,对主要器件发热情况监控具有重要意义。
通过对高频变压器发热情况进行红外监控,测得温度最高处为原副边绕组的交界处,该处漏感最大,损耗也最大,导致温升最高。当变压器采用普通绕法绕制,由于其漏感过大,导致损耗大,最高温升85℃。当采用改进绕法后,有效降低了变压器漏感及损耗,最高温升60℃。
通过对高压侧主电路板发热情况进行红外监控,测得IGBT模块的温升不超过20℃,开关损耗低,说明零电压 (ZVS) 开通及零电流 (ZCS) 关断有效减少开关损耗,提高了传输效率。
2.4 储能系统充电实验及分析
通过锂电池系统充电实验,对双闭环充电控制进行验证。分别对充电过程中恒流、恒压、浮充充电三个阶段某时刻数据记录。恒流充电阶段电网侧电压和电流分别为542.5 V、5.4 A,电池侧电压和电流分别为277.6 V、10 A,此阶段充电电流稳定在10 A。随着恒流充电阶段的进行,电池侧电压会不断上升,然后进入恒压充电阶段,此时电池侧电压在额定电压320 V左右小幅波动,随着恒压充电过程的进行,充电电流会不断减小,最后进入浮充阶段,充电电流下降至零。实验证明双闭环控制能有效的实现储能系统的恒流及恒压充电过程。
3 结语
双向变换 第2篇
为提高船舶混合动力系统中双向DC/DC变换器的性能，通过分析混合动力系统工作模式，设计出船舶混合动力系统双向DC/DC变换器仿真模型.基于此，提出该变换器模糊PID控制方法.采用单个模糊PID补偿环节实现了BiBuck/BoostDC/DC变换器的稳定输出.仿真结果表明：模糊PID控制能有效提高系统抗干扰能力，保证双向DC/DC变换器具有良好的动态性能和稳态性能.
关键词：
混合动力船舶；双向DC/DC；模糊PID
中图分类号：U665.13
文献标志码：A 收稿日期：20150825 修回日期：20151113
0引言
与传统的机械推进系统相比，电力推进系统具有更好的经济性、操纵性和安全性，且它的噪音低，并有利于船舶控制环境污染.[12]然而，受到船舶对设备质量和体积的限制以及新能源存储技术的影响，与传统的柴油机推进系统相比，现阶段多数纯电动船舶还未能
满足人们对船舶性能的需求.因此，研究混合动力电动船舶可为船舶从柴油发电机组单独供电过渡到纯电动供电提供可行性方案.
双向DC/DC变换器在混合动力系统中起着重要作用，是船舶混合动力系统的关键设备之一.[34]图1是串联式船舶混合动力系统结构原理，双向DC/DC变换器连接在动力电池与直流母线之间，控制动力电池能量的流向与大小.由动力电池供电时，动力电池通过DC/DC变换器向直流母线传递电能；当能量回流时，直流母线将剩余电能回馈给动力电池进行充电.可见，双向DC/DC变换器是混合动力能量控制系统的核心部件，变换器输出电能应具有良好的稳定性和动态性.
DC/DC变换器是一种采用开关方式控制的直流稳压电源.近年来发展起来的模糊控制是一种仿人智能控制法，它不依赖被控对象的数学模型，便于利用人的经验知识进行控制.将模糊控制技术引入DC/DC变换器是目前研究的热点.文献[5]和[6]将模糊PID控制运用到Buck变换器中，获得了良好的稳态响应和动态响应.文献[7]设计了一种简单的模糊PID控制器，并进行了扰动实验，结果表明模糊PID控制器具有良好的抗干扰性能.文献[8]和[9]运用数字信号处理器（DigitalSignalProcessor，DSP）实现了Buck变换器的模糊PID控制，同样得到了较好的实验结果.文献[10]运用模糊控制实现了Boost变换器的输出稳定，证明了模糊控制对Boost变换器有良好的控制效果.模糊控制对一些复杂的和难以用准确的数学模型描述的系统是非常适宜的，特别是对无法确定的复杂对象具有较好的控制性能.在船舶混合动力系统中，动力电池不断变换充放电模式，要求能量双向流动，这需要结构简单、输出稳定的双向DC/DC变换器.本文基于这一要求提出双向DC/DC变换器的模糊PID控制，保证双向DC/DC变换器两端输出电能的稳定性和抗扰性.
1混合动力双向DC/DC变换器模型分析
1.1变换器拓扑分析
图2为船舶混合动力系统中双向DC/DC变换器的主电路拓扑，其
中V1，V2分别代表直流母线和动力电池的端电压，通过混合动力能量管理策略选择动力电池充放电模式.动力电池放电时，变换器处于Boost模式，变换器须维持稳定的电压输出，但由于受动力电池电量的影响，动力电池放电电压随着时间下降，同时受需求功率的影响，负载电阻时刻变化，这对输出电压稳定性提出了挑战.当动力电池充电时，变换器处于Buck模式，保持输出电压在可靠范围内同样重要.
1.2控制器结构
双向DC/DC变换器要同时兼顾动力电池可随时充、放电的要求，这对混合动力系统能量控制策略是否可实现至关重要.传统的DC/DC变换器控制方法是通过调节PI控制器开关器件的通断时间，达到调节输出电压目的的，但由于DC/DC变换器的非线性特点，往往达不到预期的控制效果.模糊PID控制可动态修正控制器参数，提高系统抗干扰性能，因此本文选择电压反馈模糊PID控制器.如图3所示：将双向DC/DC变换器稳压端输出电压与参考值的误差量E作为电压反馈模糊PID控制器的输入；d是对误差E求导，得到的误差变化率dE/dt作为模糊PID控制器的另一个输入.本文先由变换器参数设计出单PID控制器，在此基础上按照控制要求设计通用模糊控制规则.模糊控制器的输出与PID控制器的输出相乘后生成新的控制量，控制量再与频率为50kHz的锯齿波比较产生PWM波，进而控制DC/DC变换器的IGBT.这里K4和K5是输入比例系数，调节K4和K5能使输入量在合理的控制区间内；K6是输出比例系数，反复调节K6使模糊控制器有更好的输出与PID控制器输出相结合，从而保证变换器输出的稳定性和动态性.
1.3PID控制器设计
当动力电池对外供电时，DC/DC变换器处于Boost模式；当直流母线对动力电池充电时，DC/DC变换器处于Buck模式.设图2中IGBT1的占空比为D，引入拉氏符号s，则变换器的Buck模式小信号模型[11]为
同样，变换器的Boost模式小信号模型为
在双端稳压情况下，要求PID控制器能对两个方向的DC/DC变换器进行稳定调节.文献[12]通过对DC/DC变换器模型进行分析，设计出单个PID控制器对双向DC/DC变换器进行稳定调节，并证明此法可行.设系统参数为V1=100V，V2=48V，R1=20Ω，R2=5Ω，参考电压Vref为5V.根据电流连续时电感及电容取值条件[7]，设计电感L=50μH，电容C1=C2=100μF.
式（3）为反馈分压的传递函数表达式，由该式得到Buck模式和Boost模式的反馈分压比分别为
对Buck模式和Boost模式下DC/DC变换器的传递函数同时进行PID的设计，最后配置PID控制器的传递函数
1.4模糊控制器设计
船舶混合动力能量管理系统可对变换器发出充电和放电指令，当变换器接收指令并发生切换或有
外在干扰时往往会产生电压或电流尖峰，这无论对变换器、动力电池还是供电母线都是不利的.模糊PID控制器使变换器在Buck模式和Boost模式下得到良好的动态响应和稳态性能的同时，抑制尖电压或电流尖峰.模糊规则如表1所示，模糊控制器有两个输入量，E和dE/dt.对E和dE/dt定义5个语言值，分别为NB（负大）、NS（负小）、ZE（不变）、PS（正小）、PB（正大）.设计一个输出变量U，定义5个语言值，分别为DIVB（除大）、DIV（除）、NU（不变）、MUL（乘）、MULB（乘大）.
再确定输入和输出的隶属度函数，见图5.这里选择三角形隶属度函数，解模糊化的方法为重心法.E和dE/dt分别经输入比例系数K4和K5作用后作为模糊控制器的输入，模糊控制器的输出经过输出比例系数K6作用后与PID控制器输出结合，与锯齿波比较产生PWM波.可见，选取合适的输入输出隶
属度函数后，只需调节输入和输出比例系数，使模糊控制器有更好的输出与PID控制器输出结合，就能保证变换器输出的稳定性和动态性.
1.5仿真模型建立
利用船舶能量管理系统对供电系统进行综合性分析，确立能量调度、管理原则和实现方法.[13]能量管理系统的实现对DC/DC变换器提出了简单、可控、高效的要求.通过船舶混合动力能量管理系统对DC/DC变换器的需求分析，提出基于单个模糊PID控制器的实现双端稳压的DC/DC变换器控制器.根据图2拓扑结构，运用MATLAB/Simulink设计出船舶混合动力DC/DC变换器双端稳压模糊PID仿真模型.如图6所示，由一个单位阶跃信号（Step1）模拟一次能量管理系统对动力电池由充电模式切换到放电模式.图中：K2和K3分别是两端反馈分压比；R1为模拟负载等效电阻，R2为模拟动力电池内阻，为便于分析和测量，当一端做电源端时忽略该端内阻，另一端断掉电源.通过对电流的动态均值进行检测来自动选择稳压端，模拟动力电池与直流母线间的充放电作用.
2仿真验证
2.1扰动情况仿真
根据本文设计的模糊PID控制器，在MATLAB/Simulink中对变换器的两种工作模式分别进行了仿真，经过反复调节K4，K5和K6后，选取K4为1，K5为0.0002，K6为0.8，使模糊PID控制器控制下的变换器在Buck模式和Boost模式下都有良好的表现.同时与经典PID控制器进行对比研究.
图7为模糊PID控制下和PID控制下的BiBuck/BoostDC/DC变换器输出响应曲线，两端电压分别为100V和48V.在Buck模式下：0.03s时负载端并入了20Ω的电阻，其负载电阻变为10Ω，0.05s时撤下该电阻，模拟负载变化的扰动，观察两种变换器的抗扰性能；0.08s时使输入电压下降为40V，模拟动力电池的供电电压下降时的情况.在Boost模式下：0.02s时负载端并入了5Ω的电阻，其电阻变为2.5Ω，0.04s时撤下该电阻，模拟负载变化的扰动，观察两种变换器的抗扰性能；0.08s时使输入电压下降为90V，模拟输入电源的扰动.
由图7可以看到：（1）与经典PID控制相比，模糊PID控制在Buck模式和Boost模式下都能率先稳定，这表明模糊PID控制下的DC/DC变换器具有良好的动态性能.（2）模糊PID控制比PID控制能更好地抵抗负载扰动，抑制扰动造成的尖峰，并且其扰动造成的波动在可接受的范围内.（3）当两种模式下输入电压下降一定幅度时，与经典PID控制相比，模糊PID控制能更好地抵抗来自电源的扰动，表现出了良好的抗扰性能.
2.2切换情况仿真
实现能量双向流动是双向DC/DC变换器的主要特点之一，也是船舶混合动力系统能量管理的要求.文献[14]提出运用电感电流的动态均值来检测电流流动的方向，并根据电流流动的方向，自动选择稳压端.本文根据文献[14]对输出电感电流设置合理的动态采样频率，设计了电流均值控制电路，并仿真验证其在模糊PID控制和PID控制下的切换效果.在0.02s时双向DC/DC变换器由升压向母线供电模式切换到母线向动力电池供电模式，电流反向，控制电路对电流均值进行处理从而输出控制信号，控制选择由IGBT2到IGBT1完成系统由Boost模式到Buck模式的切换.
从图8可以看出：模糊PID控制在Buck模式和Boost模式下都有很好的输出响应；在0.02s切换时，相比于经典的PID控制，模糊PID控制没有出现超调和尖峰的情况.这表明模糊PID控制在切
换时同样能保证变换器的输出电能稳定.
3结论
本文根据船舶混合动力系统工作模式，设计了双向DC/DC变换器双端稳压仿真模型，并用单模糊PID控制器实现了双向DC/DC变换器的输出电压稳定.仿真实验结果表明，本文中设计的模糊PID控制器具有良好的动态性能，不论对负载扰动还是电源扰动都有较强的稳定性，尤其在抗电源干扰方面有良好的表现，证明该设计可行.
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双向变换 第3篇
针对以上问题, 笔者提出了一种靠有源缓冲电路实现软开关的双向直流变换器。在该双向直流变换器中, 有源缓冲电路只有在实现软开关的过程中处于工作状态, 其上电开通的时间很短, 从而有效地减少了辅助电路带来的损耗, 并且很好地解决了开关管寄生二极管的反向恢复问题, 使双向直流变换器在具有较高效率的同时又能够稳定输出。以下将针对笔者提出的软开关双向直流变换器, 从电路结构、工作原理以及实验结果分析等方面进行详细叙述。
1 软开关双向直流变换器的电路结构
笔者研究的软开关双向直流变换器包括两个工作模式:boost工作模式和buck工作模式。当软开关双向直流变换器工作于boost工作模式时, 电机正常驱动电动汽车, 储能电池通过变换器为电机供电。而当软开关双向直流变换器工作于buck工作模式时, 电机反向制动, 并通过变换器向储能电池充电[3]。第66页图1为软开关双向直流变换器电路结构。
在图1所示的软开关双向直流变换器中, Vlo为储能电池电压, Vhi为电机侧直流电压。开关管S1与S2为软开关双向直流变换器的工作开关管, 其作用取决于变换器的工作模式。当变换器工作于boost工作模式时, 开关管S1为主开关管, 开关管S2为同步开关管。当变换器工作于buck工作模式时, 开关管S2为主开关管, 开关管S1为同步开关管。电感L2, 电容Ca, 二极管D1与D2以及开关管S3与S4共同构成有源缓冲电路, 为变换器实现软开关创造条件。二极管D3与D4为有源缓冲电路的电压钳位二极管。二极管DS1, DS2, DS3以及DS4分别为开关管S1, S2, S3以及S4的寄生二极管。CS1与CS2分别为开关管S1与S2的寄生电容。
2 软开关双向直流变换器的工作原理
如前所述, 软开关双向直流变换器包括boost工作模式和buck工作模式, buck工作模式与boost工作模式有许多相似之处, 但其能量的传输方向与boost工作模式相反。下面将针对buck工作模式进行详细叙述。buck工作模式在一个工作周期中可细分为8个工作阶段。在一个工作周期开始之前, 即t<t0时, 开关管S2与S4处于导通状态, 电感电流iL1与iL2分别线性减小至各自的最小值-Im1与-IS2。
2.1 工作阶段1 (t0≤t≤t1)
当t=t0时, 开关管S2关断。开关管寄生电容CS1开始放电, 而CS2开始充电。开关管电压VS1线性下降, 开关管电压VS2线性上升。工作阶段1的时间间隔Tt1的表达式为
式中:Vhi为电机侧直流电压, Im1为电感电流iL1的最小值的绝对值, IS2为电感电流iL2的最小值的绝对值。
2.2 工作阶段2 (t1≤t≤t2)
当t=t1时, 开关管电压VS2线性上升至电机侧直流电压Vhi, 开关管电压VS1线性下降至零, 开关管寄生二极管DS1导通。由于开关管电压VS1在开关管S1导通前降为零, 因此开关管S1实现了零电压开关。电感电流iL1与iL2继续线性上升, 其表达式分别为
2.3 工作阶段3 (t2≤t≤t3)
当t=t2时, 电感电流iL2变为零, 二极管D2关断。随后辅助开关管S4在零电流条件下关断。开关管电流iS1与电感电流iL1相等。
2.4 工作阶段4 (t3≤t≤t4)
当t=t3时, 辅助开关管S3导通。由于电感L2两端电压与电容Ca两端电压VCa相等, 电感电流iL2线性上升, 其表达式为
开关管电流iS1为电感电流iL1与iL2的总和。当工作阶段4结束时, 电感电流iL1与iL2分别达到各自的最大值-Im2与IS1。
2.5 工作阶段5 (t4≤t≤t5)
当t=t4时, 开关管S1关断, VS1线性上升, VS2线性下降。工作阶段5的时间间隔Tt5很小, 其表达式为
2.6 工作阶段6 (t5≤t≤t6)
当t=t5时, 开关管电压VS1升高至电机侧直流电压Vhi, 开关管电压VS2降为零, 寄生二极管DS2导通。由于开关管电压VS2在开关管S2导通前降为零, 因此开关管S2在工作阶段6实现了零电压开关。电感电流iL1与iL2在该工作阶段线性下降, 其表达式分别为
2.7 工作阶段7 (t6≤t≤t7)
当t=t6时, 电感电流iL2下降为零, 二极管D1关断。随后辅助开关管S3在零电流条件下关断。开关管电流iS2与电感电流-iL1相等。
2.8 工作阶段8 (t7≤t≤t8)
当t=t7时, 辅助开关管S4导通。电感电流iL2线性下降, 其表达式为
开关管电流iS2为电感电流-iL1与-iL2的总和。在工作阶段8结束时, 电感电流iL1降至其最小值-Im1, 电感电流iL2降至其最小值-IS2。
3 零电压开关的实现条件
当软开关双向直流变换器工作于buck工作模式时, 主开关管S2实现零电压开关的条件分别为
式中:IS1为电感电流iL2的最大值的绝对值;Im2为电感电流iL1的最大值的绝对值;Tdead-time为死区时间;TDS2为开关管S2反偏时反向电流流过寄生二极管DS2的时间。
由开关管电流iS2的最小值可求得时间TDS2, 其表达式
设, 由式 (10) 与式 (11) 可得
对式 (12) 进一步求解可得
由于开关管S1在变换器buck工作模式下为同步开关管, 开关管S1同样实现了零电压开关。可见, 通过在变换器最大功率下设置时间参数ΔTS, 即可实现开关管S1与S2在buck工作模式下的零电压开关。
4 实验结果及分析
笔者在理论分析的基础上, 试制了一台功率为200 W的软开关双向直流变换器样机。其中, 储能电池电压Vlo=48 V, 电机侧直流电压Vhi=160 V, 工作周期TS=20μs, 时间参数ΔTS=0.42μs, 电感L1=183μH, 电感L2=6.7μH, 电容Ca=2μF。开关管S1与S2采用IRF640N, 开关管S3与S4采用FDP150N, 变换器控制电路芯片采用TMS320F28335。图2与图3为实验所得波形。
在图2中, 上方波形为开关管S1在buck工作模式下的漏源极电压波形, 下方波形为开关管S1在buck工作模式下的栅源极电压波形。由图2可以看出, 在开关管S1导通前, 其两端电压已降为零, 即开关管S1在buck工作模式下实现了零电压开关。
在图3中, 上方波形为开关管S2在buck工作模式下的漏源极电压波形, 下方波形为开关管S2在buck工作模式下的栅源极电压波形。由图3可以看出, 开关管S2也在buck工作模式下实现了零电压开关。
由于开关管S1与S2在buck工作模式下均实现了零电压开关, 变换器的开关导通损耗大大减少, 有效提高了变换器buck工作模式下的效率。
为了进一步检验笔者提出的软开关双向直流变换器在buck工作模式下的效率性能, 将其与传统双向直流变换器、传统软开关双向直流变换器进行效率方面的比较[4]。图4为buck工作模式下效率比较结果。
在图4中, 参与效率比较的变换器均工作于buck工作模式。当变换器处于轻载状态时, 由于开关管的开关损耗较小, 没有辅助电路的传统双向直流变换器的效率高。随着变换器负载的不断增加, 能够实现软开关的双向直流变换器表现出较高的效率性能, 而变换器辅助电路的损耗则渐渐被忽略[5]。由于笔者提出的变换器采用有源缓冲电路, 而有源缓冲电路仅在实现软开关时处于上电工作状态, 开通时间很短, 其导通损耗较传统软开关双向直流变换器更小, 因此在重载情况下, 笔者提出的变换器效率最优。
5 结论
笔者提出了一种带有源缓冲电路的软开关双向直流变换器, 该变换器通过有源缓冲电路实现了变换器开关管在boost工作模式及buck工作模式下的软开关, 极大地减少了变换器的开关损耗。通过与传统双向直流变换器及传统软开关双向直流变换器相比, 笔者提出的软开关双向直流变换器在较大的负载范围内具有最优效率曲线, 表现出良好的效率性能。由于该变换器中的有源缓冲电路只有在实现开关管软开关时才处于上电工作状态, 因此该电路的导通损耗很小, 对变换器的效率影响不大, 并且很好地解决了开关管寄生二极管的反向恢复问题, 使变换器在具有较高效率的同时又能够稳定输出。
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双向变换 第4篇
自20世纪90年代锂电池开发成功以后,近十几年来得到了飞速发展。由于传统的铅酸、镍镉、氢镍等电池存在污染大、寿命短、质量重等缺点,所以锂电池取代传统电池在交通、信息、能源等领域的地位已成为必然趋势。目前锂离子电池已经在移动电子设备中得到了广泛的应用,尤其是手机和笔记本电池领域,占据了90%以上的市场份额。锂电池在生产过程中必须要经过电池化成工序,即在电池生产过程中需要对电池进行多次充放电才能完成整个电池的生产。目前由于技术和成本因素,国内的电池化成绝大部分还在沿用小容量电池的设备,充电设备效率和网侧功率因数较低,放电时采用将电池能量通过电阻放电的方式消耗,造成极大的能源浪费。所以必须在大容量锂离子电池大规模应用的前期对高效率的电池化成设备进行研究,为大容量锂离子电池大规模应用提供必需的生产设备,这样既为生产厂家节电节能,也符合国家节能减排的要求。
由于大容量的锂电池化成设备既要满足充放电时交流侧的高功率因数[1],又要满足大电流输出的稳定性,所以采用双向PWM和同步整流DC/DC相结合的拓扑[2,3]。文献[4]对同步整流下的对称半桥倍流变换器进行了建模和分析,双电感倍流虽然可以提高电流输出能力,但存在电感均流问题。文献[5]对单电感同步整流双向DC/DC变换器进行了仿真和实验分析,但未结合交流侧功率因数,有一定局限性。
针对上述问题,本文提出了一种基于能量受控的双向AC/DC变换器,它采用改进的PWM整流器和半桥双向DC/DC相结合的拓扑结构,运用电压电流双闭环的控制算法,实现能量的高效双向流动以及锂电池的恒压、恒流充放电等功能。
2 主电路拓扑及功能
本文提出的化成设备主电路拓扑如图1所示,主电路采用改进的双向电压型PWM整流器和半桥双向DC/DC相结合,图中开关管Q1~Q4、二极管D1~D4、电感L1以及电容C1组成新型的双向PWM整流器,其中电感L1是实现PWM整流的关键,直流侧电容C1用来保证直流母线电压的稳定。半桥同步整流双向DC/DC由开关管Q5~Q8、二极管D5~D8、以及分压电容C2、C3和变压器T1构成。输出电感L2和电容C4用来保证输出电流和电压的稳定。
改进的单相PWM整流器采用电压电流双闭环控制算法,半桥同步整流则按照恒压充电、恒流充电和恒流放电三种模式进行控制。当单相PWM整流器工作在整流状态时,整流器将220V的交流电升到400V直流电压,再通过半桥同步整流电路,就可以得到锂电池充电所需的电压和电流。放电时通过半桥同步整流电路构成的Boost电路将锂电池放电电压升到400V,再通过工作在逆变状态下的PWM整流器,将能量回馈电网,从而实现单位功率因数以及能量的双向流动。
2.1 改进的PWM整流器及其双闭环控制算法
由于传统的PWM整流器在运行过程中,每个工作状态都同时有两个功率开关管导通,从工程实现角度来说控制上相对比较复杂,因而提出一种双管H桥PWM整流和全桥PWM逆变相结合的拓扑,能够简化系统的工作方式,并且减小控制的复杂性,拓扑结构如图2所示。
图2中Us为电网电压,Ud为直流母线电压,UL为电感电压,Uab为整流器交流侧电压,iL为网侧电流,Q1~Q4为N沟道MOS,D1~D4为快恢复整流二极管,在忽略电网电阻的情况下,PWM整流器的基本矢量关系式为:
由于该PWM整流器工作在整流状态时只能采用单极性调制,所以存在三种开关模式,用三值逻辑开关函数σ表描述[6],即
整流时工作状态如图3所示,以网侧电压处于正半周时为例,定义开关管Q2的占空比为D1,由于网侧电压处于正半周,所以Uab在Ud和0之间切换,根据电感伏秒平衡的原则,在Q2导通期间内,电感电流的增量为:
在VD1、VD4导通的期间内,电感电流减量为
所以一个PWM周期内,总电流增量为
同理可得,当网侧电压处于负半周时电感电流增量为
其中,D2为开关管Q4的导通占空比。由此可得,通过相对应地控制占空比(D1或者D2)可使电感电流跟随电网电压变化,从而达到网侧功率因数为1的目的。
当PWM整流器工作在逆变状态时,该电路就是典型的全桥逆变电路,其控制方式与整流时控制方式类似,仅是开关管控制方式的互换,同样通过控制占空比达到电感电流和网侧电压变化相反的目的,从而使得逆变时网侧功率因数为-1。PWM整流器侧双闭环控制算法如图4所示。
直流母线电压Udc作为外环,网侧交流电流iL作为内环,Udc与给定的参考电压Uref进行比较,二者的误差经PI调节器输出后,再乘以与电网电压同相位的单位正弦电压sinωt,得到一个正弦电流给定指令Iref,将它与检测到的电流信号iL进行比较,输出误差信号经PI调节器后送到PWM控制器,产生的信号经过驱动和放大后去控制开关管通断,最终实现网侧电流对电压的相位跟踪。
实现时由于网侧电压频率为50Hz,整流器开关频率为50k Hz,所以建立单个电网周期为1000个点的正弦表,代替锁相环相位的计算,既能做到与电网同步,又能提高运算效率。PI调节器采用工程设计方法整定调节器参数。
2.2 半桥式DC/DC同步整流电路
半桥式DC/DC同步整流电路如图5所示,Q5、Q6是一对半桥互补导通管,C2、C3为均压电容,D5~D8为快恢复二极管,原边开关管、电容C2、C3和变压器T1构成半桥DC/DC电路,变压器副边中心抽头与同步整流管Q7和Q8、电感L2、电容C4构成同步整流电路。其工作原理如下。
充电状态时分四个工作状态[7,8],如图6所示:
(1)首先导通Q5,通过电容C2、二极管D5和变压器原边形成回路,向副边传递能量,变压器副边开关管Q8导通,向负载传递能量。
(2)关断Q5,变压器副边电感L2通过开关管Q7和Q8续流,变压器没有能量传递,变压器原边通过电容C2、C3续流。
(3)导通Q6,通过二极管D6、电容C3和变压器原边形成回路,向副边传递能量,变压器副边开关管Q7导通,向负载传递能量。
(4)关断Q6,变压器副边电感L2通过开关管Q7和Q8续流,变压器没有能量传递,变压器原边通过电容C2、C3续流。
由于系统在充电时是单电感同步整流,所以在变压器副边Q7和Q8导通时电流都从L2流过,定义工作状态(1)~(4)的时间分别为t1~t4,变压器副边电压为UT2,占空比D3=(t1+t3)/T,在单个PWM周期内,电感电流充电时段增量为
电感电流放电时段增量为
单个PWM周期内电感电流总变化量为
根据上述公式可以计算出占空比为
放电时半桥侧开关管Q5和Q6不控制,仅通过二极管D7和D8放电。放电状态同样分四个工作状态,如图7所示。
(1)导通Q8,电池通过电感L2向半桥侧传递能量,半桥侧通过二极管D7对电容C2充电。
(2)Q7导通,这时开关管Q7和Q8导通,电池通过Q7和Q8给电感L2充电。变压器没有能量传递。
(3)关断Q8,开关管Q7和电感L2通过变压器向半桥侧传递能量,半桥侧通过二极管D8对电容C3充电。
(4)同样是导通Q8,电池通过Q7和Q8给电感L2充电。变压器没有能量传递。变压器原边开关管Q5和Q6不需要工作,只需通过D7和D8便可完成能量回馈。
放电状态时占空比计算与充电时类似,定义放电状态时工作状态(1)和(3)的占空比为D4,计算可得
充放电时控制策略如图8所示。恒压输出时,通过闭环保证输出电压稳定,并且对电流限幅,恒流输出时保证输出电流稳定,并且对电压进行限幅。电池放电时采用恒流放电,当电池电压低于限定值时,停止放电。其中输出电压设定为6V,电流设定为50A。
3 实验结果
实验采用飞思卡尔公司新一代单片机MPC5604B作为整个系统的控制单元,该单片机有多达50路的高分辨率PWM,可用于频率、占空比及相位控制,有多达64路的10位ADC,可由独立的通道触发,还有丰富的外设资源CAN、SCI、SPI等。整流器侧MOSFET选用飞兆半导体公司的FQPF10N60C,其额定电压为600V,额定电流为9.5A。交流侧电感计算值为2m H。原边半桥开关管同样选择飞兆半导体的PQPF10N60C,由于考虑到导通阻抗小的特点,同步整流管选用IR公司的IRF2804,其额定电流为75A,额定电压为40V,导通阻抗仅为2mΩ。采用AP法计算变压器铁芯,型号选取EI50,原副边匝数比为43∶2。
对单体50Ah电池进行充放电模拟实际化成过程。图9为充电时整流器侧功率因数波形,可见相位基本一致,基本满足网侧功率因数为1的要求。图10为充电时双向DC/DC开关管驱动波形,由图10可见与普通的双电感倍流式驱动有所不同,在半桥侧开关管都关闭的时间内,因为是单电感续流,所以同步整流管不需要都导通,导通一个即可。
图11为恒流输出电压电流波形。图12为放电时网侧的功率因数波形。
4 结论
本文提出了一种基于能量受控的双向AC/DC变换器拓扑,并结合相应的控制策略实验验证了拓扑的可行性,实验证明该拓扑可以很好地满足充放电时交流侧的高功率因数,并且可以实现锂电池化成设备所需的恒压、恒流充放电等功能,在今后的大容量锂电池化成设备的应用上有着广泛的前景。
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双向变换 第5篇
随着电力电子技术及半导体器件制造技术的迅速发展，电压型和电流型高频链逆变器的研究工作取得了显著的成果[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]，并在太阳能发电等领域得到很好的应用。
本文提出一种基于双向反激DC/DC变换器的高频链逆变拓扑，理论和实验证明了它只用4只功率开关管同样能实现DC/AC变换和能量的双向传输，电路不仅保留了初级漏感能量的释放通路，而且在工作过程中也不存在桥臂电压不平衡问题。
1 电路拓扑及原理分析
图1所示的是本文提出的基于双向反激DC/DC变换器的逆变拓扑电路。其中，功率场效应管VT1、VT3组成高频变换器，用于控制每个开关周期传输到二次侧的直流能量，VT2、VT4组成周期变换器，用来实现正弦交流电压的正负交替及能量回馈，T为高频变压器，兼有电气隔离、调整电压变比和储能的作用，Uin为带中性点的直流电源，Co是输出电容，Zo是交流负载。
由反激DC/DC变换器工作在电感电流断续模式下的传递函数可知，此时，系统属于一阶系统，传递函数在s平面的右半平面无零极点，串联补偿网络只需要一阶阻容网络，系统的稳定范围大。但是，断续模式时开关管的电流峰值和有效值高，从而损耗大、效率低。若工作在电感电流连续模式，它有一个右半平面零点，属于非最小相角系统，需要采用比例-积分-微分补偿网络，但可明显降低损耗，提高效率。同时，为了采用同步整流控制策略，本文提出的逆变器设计工作在电感电流连续模式。
在输出电压uo(t)的正半周，VT3一直关断，VT4一直导通，VT1、VT2互补导通，电流io1可正可负，逆变器工作在第Ⅰ、Ⅱ象限，等效电路如图2(a)所示。在io1>0时，VT1高频斩波，VD2续流，VT2同步整流，Uin、VT1、L1、L2、VT2(VD2)、Co和Zo构成反激DC/DC功率变换器，电源Uin向负载输送能量。略去功率管的结电容，设在某一时刻功率管VT1开通，于是变压器初级电流线性上升，电感L1储能增加，则二极管VD2承受反向电压，经过D1Ts时间(D1为VT1开关的占空比，Ts为开关周期)，VT1关断，则VD2受正向电压导通，从而VT2漏源极电压被VD2箝位在零电压状态，此时开通VT2,VT2实现了零电压开通和同步整流，变压器次级电流经过VT2流向负载，储存在变压器初级电感L1中的能量通过次级电感L2提供给了负载，而储存在初级漏感中的能量通过VD3回馈到直流电源。VT2经过(1-D1)Ts时间关断，电流继续流过VD2，再次开通VT1,VD2承受反向电压而关断。如果负载较小，则在VT2开通期间，流过它的电流将很快下降到零，而后转为反向流动，于是变压器反向磁化而储能，VD1承受反向电压，VT2开通(1-D1)Ts时间关断，则VD1受正向电压导通，从而将VT1漏源极电压箝位在零电压状态，再次开通VT1,VT1也实现了零电压开通。在io1<0时，VT2高频斩波，VD1续流，VT1同步整流，Zo、Co、VT2、L2、L1、VT1(VD1)和Uin构成反激DC/DC功率变换器，能量从负载端回馈到电源。当VT2开始导通，变压器次级电感L2储能增加，VD1承受反向电压，当VT2关断时，则VD1受正向电压导通，从而VT1漏源极电压被VD1箝位在零电压状态，此时开通VT1,VT1实现了零电压开通和同步整流，储存在L2的能量通过初级电感L1回馈给电源。
同步整流采用双向导通的功率管取代单向导通的整流二极管，所以无论负载大小，在一个开关周期Ts内电感电流都连续，只是当负载较小时，电感电流会出现小于零的情况。假设逆变器工作在稳态，并略去一个开关周期内输出电压uo(t)的变化，则有
式中N1、N2分别为变压器初、次级匝数;D为功率开关管的占空比。
由此可知，调节开关管的占空比可以改变输送能量的大小来满足输出电压和负载的需要。
在输出电压uo(t)的负半周，VT1一直关断，VT2一直导通，VT3、VT4互补导通，电流io1可正可负，逆变器工作在第Ⅲ、Ⅳ象限，等效电路如图2(b)所示，Uin、VT3(VD3)、L1、L2、VT4(VD4)、Co和Zo构成双向反激DC/DC功率变换器。在io1<0时，VT3高频斩波，VD4续流，VT4同步整流，电源向负载输送能量。初级漏感中的能量通过VD1回馈到直流电源。调节VT3的占空比D3满足式(1)就可以改变输送能量的大小来满足输出电压和负载的需要。在io1>0时，VT4高频斩波，VD3续流，VT3同步整流，能量从负载端回馈到电源。调节VT4的占空比D4满足式(1)就可以改变回馈能量的大小来控制输出电压的正弦度。
2 控制策略
同步整流就是采用通态电阻低的功率场效应管取代整流二极管，在大电流情况下能明显降低整流管的导通损耗[15,16,17,18]。实现零电压开通，又降低了功率管的开关损耗。控制原理框图如图3(a)所示。将输出的正弦交流电压uo(t)的反馈信号ufb与基准正弦信号uref经误差放大器(PID调节器)放大后得到误差放大信号ue，该误差放大信号与输出电压同相，所以它仅有2个区间。基准正弦信号uref经过过零比较器得到正弦波的极性信号usy。采用一路三角波uT，控制电路又进一步得到简化。ue和-ue分别与uT比较后得到PWM调制信号，它们由正弦波的极性信号选择后得到VT1和VT3的驱动信号，VT1的驱动信号经过非门后得到VT2的驱动信号，VT3的驱动信号经过非门后得到VT4的驱动信号。控制原理如图3(b)所示。
3 变压器主要参数
基于双向反激DC/DC变换器的逆变器如果工作在临界状态，变压器原边电流为
所以，临界状态下的变压器副边电流为
显然，若变压器副边电流io1大于等于临界电流io B(t),VT2(VT4)同步整流且零电压开通。若变压器副边电流小于io B(t),VT1(VT3)、VT2(VT4)都实现了零电压开通。在变压器副边电流小于临界电流的状况下，虽然实现了所有开关管的零电压开通，但在每个开关周期内电感电流会出现小于零的情况，也就是出现了能量循环，循环过大又会明显降低逆变器的效率。因此，逆变器工作在临界电流附近最为适宜。这里设计逆变器在输出最大功率的60%时对应的输出电流为临界电流。于是，结合式(1)及式(3)可得储能变压器初级电感为
即
变压器初次级匝比应满足
即
式中k=60%，Dmax为最大占空比，Uo为输出电压有效值，PN为输出额定容量，η为逆变器效率，并假设器件为理想状态，输出频率fo远小于开关频率fs。
4 实验验证
实验技术参数为：开关频率50 kHz，输出电压220 V/50 Hz，输出额定容量250 VA;96 V的直流电源(带中性点);变压器初级8匝，次级56匝，R2KBD磁心;VT1、VT3选用IXTH50N10型号，VT2、VT4选用2SK1512型号;输出电容选用4.7μF/220 V AC。图4(a)是逆变器从空载到额定电阻性负载突然切换时逆变器的输出电压uo和输出电流io的动态响应波形。从图中可以看出，逆变器对于满载切换的动态响应时间小于0.5 ms，这表明采用图3所示的电压瞬时值反馈控制方案，逆变器具有良好的动态响应特性。图4(b)是功率因数λ=0.75，输出额定容量时的感性负载输出电压uo和输出电流io的波形;图4(c)是逆变器在阻性负载下输出电压uo和输出电流io的波形。这表明了逆变器具有良好的输出特性及双向功率传输的能力。
5 结论
双向变换 第6篇
所谓双向DC-DC变换器(Bidirectional DC-DC ConverterBDC)就是一个DC-DC变换器的双象限运行，在保持变换器两端的直流电压极性不变的情况下，根据应用需要改变电流方向，实现能量双向流动的DC-DC变换器。如图1所示，双向DC-DC变换器置于V1和V2之间，控制其间的能量传输。
BDC变换器具有以下几大优点：应用同一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体器件数目小;可以更加快速地进行两个方向功率变换的切换，且动态响应快;在低压大电流场合，一般双向DC-DC变换器更有可能使用同步整流管，有利于降低通态损耗。BDC是典型的“一机两用”的设备，在需要能量双向流动的应用场合，可以大幅度降低系统的体积、重量及成本，具有高效率、动态性能好等优势，具有重要的研究价值。
（二）双向DC-DC变换器的主要应用领域
1. 太阳能电池阵列
太阳能电池阵列系统的能源主要由太阳能电池阵列和蓄电池组成，如图2所示，航天系统对电源的体积和重量有严格的要求，高功率密度的双向DC-DC变换器成为电源系统关键性部件。为了发挥光伏电池的效能，太阳能电池阵列工作在最大功率跟踪点。当日光充足时，太阳能电池阵列除保证负载的正常供电外，将多余能量通过双向DC-DC变换器储存到蓄电池中;当日光不足时，太阳能电池阵列不足以提供负载所需的电能，双向DC-DC变换器工作在反向模式，由蓄电池向负载提供电能。
2. 不间断电电源（UPS）系统
现在许多关键电子负载的供电需要具有UPS电源系统。在UPS系统中，通常有一个直流蓄电池单元在供电电源(如市电)正常供电时，直流母线通过DC-DC变换器给蓄电池充电;当供电电源(如市电)断电时，由蓄电池DC-DC放电单元给逆变器供电以提供负载能量，此系统中的蓄电池充电和放电单元即可用双向DC-DC变换器来代替。
3. 燃料电池电源系统
燃料电池广泛应用于电动汽车中，BDC是燃料电池电源系统中的重要组成部分。由于燃料电池本身不能储存能量，需要有一个DC-DC变换器来把能量存储于蓄电池中，蓄电池的电压为车载中常用的12V。在启动时，蓄电池的电压通DC-DC变换器被升压到288V，提供压缩机电机所需的驱动能量，给燃料电池创造启动条件。在正常运行后，该压缩机电机的能量可由燃料电池提供，同时燃料电池给蓄电池充电;在制动时，由逆变器带动的驱动电机的制动能量回馈到蓄电池中去，从而使得制动能量得到合理利用。可见，BDC在燃料电池电源系统中起到了重要的作用。
4. 多端口混合供电系统
近年来，可再生能源发电技术的迅速发展(如风力、太阳能、潮汛能、地热等)，它们可以分别给负载供电;当多种可再生电源同时给负载供电时，就构成了一个多端口混合供电系统，如图3所示。这些可再生能源发电后均变成直流电，经过直流变换后，再逆变成负载所需的AC电源。在多端口混合供电系统中，多端口双向DC-DC是该系统的重要组成部分，当AC负载没有消耗能量或者发电的能量多于AC负载所需的能量时，多种可再生能源所发的电通过多端口BDC存储与蓄电池中;当AC负载所需的能量超过了可再生能源的发电能量，蓄电池及时将能量回馈给电网，维持供电平衡。
5. 直流功率放大器
直流功率放大器是双向DC-DC变换器运用的一个重要领域，由于双向DC-DC变换器在其输出既可以输出能量也可以吸收能量，这种优点相对于单向DC-DC变换器来说，使用双向DC-DC变换器的功率放大器具有更为快速的动态响应。
（三）双向DC-DC变换器的主要电路拓扑结构
1. 非隔离型BDC
(1)BDC的基本拓扑
根据BDC电路拓扑的结构特点，将单向DC-DC的六种基本拓扑Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic、Zeta中的二极管置换成功率MOSFET，就形成了四种基本的BDC拓扑：Buck/Boost、Buck-Boost、Cuk和Sepic/Zeta电路，实现能量的双向流动，如图4。其中：双向Buck/Boost电路结构简单，成本低，容易实现单端恒流，开关管的电压、电流应力小，适合于中小功率的应用场合;双向Buck-Boost电路结构简单，成本低，由于输入输出侧的电流不连续，开关的电压、电流较大，适用于低压小电流的应用领域,在实际电路中应用较少;双向Cuk和双向Sepic/Zeta电路复杂，需要两个电感，对传输能量的电容性能要求高，能量传递次数多，电压应力大。
(2)磁耦合BDC
文献[5]提出了一种新型的BOOST BDC，如图5所示，它把BOOST升压电感与输出滤波电感进行耦合，在减小输入、输出电流纹波的同时实现了良好的双向滤波效果，满足最小相位控制系统的要求，具有高功率密度，良好的稳定性，高效率。缺点是：对变压器的设计提出更高的要求;适用于对输入输出纹波要求高的大功率应用场合。
(3)无磁元件BDC
在DC-DC变换器构成中，关键的储能元件有电感和电容，通常需要电感和电容配合，到达能量传输的目的。该变换器的优点是无需磁元件，减小变换器体积和重量，EMI小，无振荡，高效率，易于制造、集成等，但是开关数量多，高性能的电容要求多，性价比不高，动态响应速度慢，适用于对电流纹波要求低的中低功率应用场合。
2. 隔离型BDC
(1)双向反激电路
双向反激变换器，电路结构对称、简单，低成本，瞬态响应良好，但电流纹波大，适合于低压、小电流的应用场合，与单向反激变换器一样，由于变压器漏感的存在，双向反激变换器中的开关器件关断时承受着极大的电压振荡和开关应力。
(2)隔离型Buck/Boost BDC
在非隔离Buck/Boost BDC中插入高频变压器，即可构成隔离型Buck/Boost BDC拓扑，图6为隔离型Buck/Boost BDC的基本形式。其中高频整流/逆变单元和高频逆变/整流单元可以由全桥、半桥、推挽等电路拓扑构成，从而可以构成多种组合。
(3)推挽正激移相BDC
推挽正激移相BDC如图7所示，具有输出电感电流纹波小、可以实现开关管ZVS开关的优点。它对于桥式BDC电路结构简单，保持了移相式BDC容易实现ZVS开关、动态响应快等优点，并可以实现主功率开关管的有效电压箝位，适用于较低输入电压中等功率的场合。
(4)正反激组合式BDC
正反激组合式BDC电路，采用耦合电感和正激变压器共同传输能量，克服了反激式BDC单纯采用耦合电感传输能量的缺点和移相式BDC用变压器漏感传输能量的缺点,它避开了隔离型Boost变换器存在的电压尖峰问题，开关管电压尖峰易于抑制，合理控制正反激组合式BDC易于实现软开关,绕组并联侧电流纹波小，适用于中等功率应用场合。
（四）双向DC-DC变换器的关键技术问题
目前，双向DC-DC变换器研究中的几个关键技术问题有：
1. 非隔离型BDC虽可以满足不同功率等级的应用需求，且能满足低压、大电流的应用需求，但电压转换比小;
2. 隔离型BDC可以实现所需的大变比，且能满足不同功率等级的应用需求，然而，应用于低压、大电流的应用场合时，效率低;
3. 建立精确的变换器数学模型，对变换器的特性进行综合分析;
4. 研究新的拓扑结构，提高变换器的性能;
5. 研究合理的控制策略，设计合理的控制器，提高变换器的稳态及动态特性;
6. 研究新型双向DC-DC变换器软开关技术，进一步降低变换器的电路损耗，提高效率。
（五）结语
研究双向DC-DC变换器，是当前电力电子研究人员一个具有特别重要的研究领域。本文叙述了双向DC-DC变换器的概念和特点、主要应用领域，并简要分析了主要电路拓扑结构及关键技术问题。研究开发新型高性能的DC-DC变换器、建立精确的变换器数学模型、研究新的电路拓扑结构、研究合理的控制策略、提高转换效率等，都期待进一步的研究发展来突破。
参考文献
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双向变换 第7篇
双向DC-DC变换器,作为一种成熟的电路拓扑,应用于能量需要双向流动的系统中。不仅在汽车电子领域得到应用,在太阳能发电、风力发电系统、UPS系统、燃料电池发电系统等领域占有总的能源消耗很高的比重,也得到广泛的应用。对于应用在汽车电子领域的双向DC-DC变换器,国内外学者从电路拓扑、控制策略、功率密度、效率等方面对该变换器做了很多研究。
混合动力汽车用双向DC-DC变换器拓扑可以分为非隔离型和隔离型两类,具体选择哪种类型的拓扑取决于系统是否要求电气隔离。对于非隔离型双向DC-DC变换器拓扑,现如今主流的混合动力汽车中大部分均采用Boost型双向DC-DC变换器,国内外实验室对该电路也做了较为详细的研究。当系统要求电气隔离,且输入输出的电压增益较高以至于功率器件无法满足要求时,需要采用隔离型双向DC-DC变换器拓扑。
本文介绍了一个14V ~ 300V的双向隔离型变换器模块,变压器原边为全桥结构,副边为推挽结构。该模块是混合动力汽车中电力电子部分的关键模块。
1移相全桥倍流整流DC-DC直流变换器的拓扑结
双向全桥结构DC-DC变换器拓扑结构如图1所示。在变压器的一次侧使用了全桥结构,二次侧则为推挽结构。在变压器的副边侧采用了两个开关管,作为其正向工作时的整流桥。在反向工作时,变压器的副边侧作为电能输入侧,变压器副边的两个开关管作为主功率开关管,对其进行移相控制; 变压器原边侧的四个开关管组成的全桥结构,作为其整流桥,此时,可以控制其四个开关管的导通时序,从而实现其同步整流功能,使效率提高。本文要实现高压侧为300V,低压侧为14V的变化。
2双向DC-DC变换器的工作原理
2.1正向工作原理分析与同步整流
在正向工作时,可将变压器副边侧的两个开关管视为二极管,这样,即为标准的移相全桥-倍流整流直流拓扑。此拓扑正向工作时的工作原理为Mosfet A和Mosfet B的驱动信号之间有一定的死区时间,Mosfet C和Mosfet D的驱动信号之间有一定的死区时间,这样,控制两个桥臂的驱动信号之间的相位差,即可以控制输出电压的大小。其驱动信号如图2所示。
移相全桥控制时,为了避免同一桥臂上下两个开关管同时导通,造成输入侧短路,需要对上下开关管的驱动信号中加入死区时间。在这里分析时,为了方便起见,忽略死区时间的影响。
在t0-t1时间内: Q1和Q4导通,使变压器的副边侧产生一个高电平。此时,需要变压器副边侧的Q5关断,Q6导通,变压器副边绕组中的电流通过L1输出到输出端,电感L2进行续流。
在t1-t2时间内: Q1和Q2导通,这样导致变压器原边两侧电压为零。此时,需要变压器副边侧的两个MOSFET同时导通,电感L1和L2分别通过Q5和Q6通道进行续流。
在t2-t3时间内: Q2和Q3导通,这样会在变压器副边侧产生一个负电平值。此时需要变压器副边侧的Q5导通,Q6关断,此时,变压器副边绕组中的电流通过L2输出到输出端,而电感L1通过Q5通道进行续流。
在t3-t4时间内: Q3和Q4导通,此时,变压器原边两侧电压再一次变为零。此时,就需要使变压器副边侧得两个MOSFET再次同时开通,电感L1和L2分别通过Q5和Q6通道进行续流。
通过以上对此拓扑正向工作过程的分析,可以列出表1,即为整个同步整流过程。
由上表可以得到,Q5驱动状态为Q2驱动状态与Q3驱动状态取或,关系式如式( 1) 。
Q6驱动状态为Q1驱动状态与Q4驱动状态取或,关系式如式( 2) 。
2.2反向工作原理分析与同步整流
分析此拓扑反向工作原理时,可以将变压器原边侧的四个开关管用二极管代替,使其构成全桥整流桥。如图3所示,U1为电路左侧电压,在反向工作时,为输出电压,U2为电路右侧电压,在反向工作时, 为输入电压。在反向工作时,需控制变压器副边侧的两个MOSFET的驱动信号的相位相差为半个周期, 且占空比相同,两者都大于50%。如图3所示。
下面分析其工作状态:
在t0-t1时间内,两管同时开通,电流流向如图4所示,此时两个电感均充电。
在t1-t2时间内,Q5管开通,Q6管关断,此时L1管继续充电,L2管续流,电流流向如图5所示。
在t2-t3时间内工作状态和t0-t1相同。
在t3-t4时间内,Q6管开通,Q5管关断,此时L2管充电,L1续流,电流流向如图6所示。
变压器原边侧的电压,经过全桥整流,即可得到输出电压。
在拓扑反向工作时,变压器原边侧作为全桥整流端,在变压器原边两侧的电压值为“凸凹”状,这样,变压器原边侧四个开关管的驱动电平可以由变压器副边侧的两个开关管的驱动信号进行调理得到。由前面的分析可知,当开关管Q5关断且开关管Q6导通时,变压器原边侧为高电平; 当开关管Q5开通且开关管Q6关断时,变压器原边侧为负电平。 这样,只需按照以下逻辑给出驱动信号,即可实现同步整流,关系如式( 3) -( 4) 。
3仿真结果及分析
基于上述分析的拓扑模型,本文利用MATLAB Simulink进行软件仿真,并对结果进行分析验证。
3.1正向工作仿真结果及分析
降压模式的输出电压波形如图7所示。
其中低压侧的参数如下:
理论要求输出电压为14V。仿真结果的输出电压幅值在13.999V到14.001V之间,则输出电压的纹波系数为:
为了更加清楚地了解到输出电压和占空比的关系,图8给出了它们的波形。
在低压侧,电池组初始电压为12V,输出电压从12V开始增加。同时PWMs的占空比从0开始增加。 大约经过0.15s,ULV到达参考电压14V,占空比稳定在0.515。从理论分析来看,通过公式( 6) 计算:
当VLV= 14V时,占空比D为0.5133。与理论值相比较,软件仿真结果正确。
3.2反向工作仿真结果及分析
升压模式输出电压波形如图9所示。
理论要求输出电压为300V。仿真结果的输出电压幅值在299.89V到300.02V之间。则输出电压的纹波系数为:
为了更加清楚地了解到输出电压和占空比的关系,图10给出了它们的波形。
在反向工作模式时,输出电压从0V开始增加, 经过0.1s后,由于PI控制器的组态影响,UHV开始出现振荡。大约经过0.5s后,达到要求电压300V,此时占空比稳定在0.74。根据公式( 8) 计算:
当VHV= 300V时,占空比D为0. 7433。与理论值相比较,软件仿真结果正确。
4结束语
双向DC-DC变换器在混合动气汽车中的应用, 存在不同的控制模型,其电压调节器需要考虑两个能量流动方向的因素。本文以Buck /Boost双向DC- DC变换器为例,进行工作原理的分析,通过双向控制模型的分析,测得软件仿真试验的稳定和良好的性能。相较于变压器两侧均采用全桥结构的拓扑, 器件数量得到减少,从而降低成本,为混合动力汽车中的DC-DC变换提供一个良好的解决方案。
摘要：文中主要针对混合电动汽车电力系统中的DC-DC直流变换器进行了研究,对设计出的移相全桥倍流整流DC-DC直流变换器的拓扑结构进行了理论分析,对同步整流进行了详细描述,列出了模型的仿真结果。通过对模型的仿真结果与理论分析结果相比较可知,仿真结果与理论分析结果基本一致。基本可以得出该DC-DC转换器建立的模型是正确的。
关键词：移相全桥,DC-DC变换器,同步整流
参考文献
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双向变换 第8篇
1 电路结构
双向直流变换器包括两个工作模式, 即boost工作模式和buck工作模式。当双向直流变换器工作于boost工作模式时, 电机正常驱动电动汽车, 储能电池通过变换器为电机供电。当双向直流变换器工作于buck工作模式时, 电机反向制动并通过变换器向储能电池充电。电路结构见图1。
在图1中, Vlo为储能电池电压;Vhi为电机侧直流电压。开关管S1与S2为软开关双向直流变换器的工作开关管, 其作用取决于变换器的工作模式。当变换器工作于boost模式时, 开关管S1为主开关管, 开关管S2为同步开关管。当变换器工作于buck模式时, 开关管S2为主开关管, 开关管S1为同步开关管。电感L2, 电容Ca, 二极管D1与D2以及开关管S3与S4共同构成有源缓冲电路, 为变换器实现软开关创造条件。二极管D3与D4为有源缓冲电路的电压钳位二极管。二极管DS1, DS2, DS3, DS4分别为开关管S1, S2, S3, S4的寄生二极管。CS1与CS2分别为开关管S1与S2的寄生电容。
2 双向直流变换器boost工作模式的工作原理
双向直流变换器的boost工作模式在一个工作周期中可细分为8个阶段。VGS1, VGS2, VGS3, VGS4分别为开关管S1, S2, S3, S4的栅源极电压。VS1与VS2分别为开关管S1与S2的漏源极电压。iL1与iL2分别为电感L1与L2的电感电流。iS1与iS2分别为开关管S1与S2导通时流过开关管的电流。
在一个工作周期开始之前, 即t<t0时, 开关管S2与S4处于导通状态, 电感电流iL1与iL2分别线性减小至各自的最小值Im2与-IS2, 开关管电流iS2方向由负变为正。
工作阶段1 (t0≤t<t1) :当t=t0时, 开关管S2关断。开关管寄生电容CS1开始放电, 而CS2开始充电。开关管电压VS1线性下降, 开关管电压VS2线性上升。工作阶段1的时间间隔Tt1的表达式为
其中:Vhi为电机侧直流电压;IS2为电感电流iL2的最小值的绝对值;Im2为电感电流iL1的最小值。
工作阶段2 (t1≤t<t2) :当t=t1时, 开关管电压VS2线性上升至电机侧直流电压Vhi, 开关管电压VS1线性下降至零, 开关管寄生二极管DS1导通。由于开关管电压VS1在开关管S1导通前降为零, 因此该工作阶段开关管S1实现了零电压开关。电感电流iL1与iL2该工作阶段持续线性上升。
工作阶段3 (t2≤t<t3) :当t=t2时, 电感电流iL2变为零, 二极管D2关断。辅助开关管S4随后在零电流条件下关断。开关管电流iS2与电感电流iL1相等。
工作阶段4 (t3≤t<t4) :当t=t3时, 辅助开关管S3导通。电感电流iL2线性上升。开关管电流iS1为电感电流iL1与iL2的总和。当工作阶段4结束时, 电感电流iL1与iL2分别达到各自的最大值Im1与IS1。
工作阶段5 (t4≤t<t5) :当t=t4时, 开关管S1关断, 寄生电容CS1开始充电, 寄生电容CS2开始放电, VS1线性上升, VS2线性下降。由于CS1与CS2的电容值较小, 该工作阶段的时间间隔Tt5很小, 其表达式为
工作阶段6 (t5≤t<t6) :当t=t5时, 开关管电压VS1升高至电机侧直流电压Vhi, 开关管电压VS2降为零, 寄生二极管DS2导通。由于开关管电压VS2在开关管S2导通前降为零, 因此开关管S2在工作阶段6实现了零电压开关。电感电流iL1与iL2在该工作阶段线性下降, 其表达式为
工作阶段7 (t6≤t<t7) :当t=t6时, 电感电流iL2下降为零, 二极管D1关断。随后, 辅助开关管S3在零电流条件下关断。开关管电流iS2与电感电流-iL1相等。
工作阶段8 (t7≤t<t8) :当t=t7时, 辅助开关管S4导通。电感电流iL2线性下降。开关管电流iS2为电感电流-iL1与-iL2的总和。在工作阶段8结束时, 电感电流iL1降至其最小值Im2, 电感电流iL2降至其最小值-IS2。
3 实验结果及分析
根据本文提出的软开关双向直流变换器, 试制了一台功率为200 W的样机。其中, 储能电池电压Vlo=48 V, 电机侧直流电压Vhi=160 V, 工作周期TS=20μs, 时间参数ΔTS=0.42μs, 电感L1=183μH, 电感L1=6.7μH, 电容Ca=2μF。开关管S1及S2采用IRF640N, 开关管S3与S4采用FDP150N, 变换器控制电路芯片采用TMS320F28335。实验所得波形见图2和第53页图3。
图2中, 上方波形为电感电流iL1在boost工作模式下的波形, 下方波形为电感电流iL2在boost工作模式下的波形。由图2可以看出, 当变换器工作于boost工作模式时, 流过电感iL2的电流很小, 且时间较短。由此可知, 变换器的有源缓冲电路仅在实现软开关时处于上电工作状态, 其开通时间很短, 导通损耗也很小, 大大提高了变换器的效率。
图3中, 上方波形为开关管S1在boost工作模式下的漏源极电压波形, 下方波形为开关管S1在boost工作模式下的栅源极电压波形。由图3可以看出, 在开关管S1导通前, 其两端电压已降为零, 即开关管S1在boost工作模式下实现了零电压开关。同样可知, 开关管S2在boost工作模式下实现了零电压开关。由于开关管S1与S2在boost工作模式下均实现了零电压开关, 变换器的开关导通损耗大大减少, 有效提高了变换器boost工作模式下的效率。
为了进一步检验笔者提出的软开关双向直流变换器的效率性能, 将其与传统双向直流变换器、传统软开关双向直流变换器进行比较[3]。参与效率比较的变换器均工作于boost工作模式。当变换器处于轻载状态时, 由于开关管的开关损耗较小, 没有辅助电路的传统双向直流变换器的效率较高。随着变换器负载的不断增加, 能够实现软开关的双向直流变换器表现出较高的效率性能, 而变换器辅助电路的损耗则渐渐被忽略[4]。由于笔者提出的变换器采用有源缓冲电路, 而有源缓冲电路仅在实现软开关时处于上电工作状态, 开通时间很短, 其导通损耗较传统软开关双向直流变换器更小, 因此在重载情况下笔者提出的变换器效率最优。
4 结论
通过与传统双向直流变换器及传统软开关双向直流变换器相比, 笔者提出的软开关双向直流变换器boost工作模式在较大负载范围内具有最优效率曲线, 表现出良好的效率性能。由于笔者提出的变换器的有源缓冲电路只有在实现开关管软开关时才处于上电工作状态, 因此该电路的导通损耗很小, 对变换器的效率影响不大, 并且很好地解决了开关管寄生二极管的反向恢复问题, 使变换器在具有较高效率的同时又能够稳定的输出。
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