ota合同简介和（精选2篇）

ota合同简介和 第1篇

首先，在线旅游市场是一个远远没有饱和、还没有被完全开发的市场，足够折腾。

在美国上市的有四家主打在线旅游题材的中国公司，上市的携程、上市的艺龙，以及上市的去哪儿和刚刚上市的途牛。

目前携程市值约为75亿美元、去哪儿市值31亿美元，四家加起来120亿美元左右。但这四家远远还不是这个市场的终点。艾瑞预测在线旅游预订市场会达到5000亿人民币的规模。

即便没有数据支撑，所有人都看到了中国GDP膨胀之后旅游需求旺盛，未来几年中国的内需中有很大一块是来自于旅游消费，再加上传统旅游业不断会触网，在线旅游的市场红利远没有吃尽，这几家对手甚至还不到兵戎相见的时候：有足够大的空间等着开发。

ota合同简介和 第2篇

近些年来, 电流模式电路引起了学术界的浓厚兴趣, 其中电流控制第二代电流传送器 (CCCII) 和跨导运算放大器 (OTA) 作为电流模式信号处理中的基本有源器件, 在连续时间滤波器中得到了广泛应用。因而大量有关采用跨导运算放大器 (OTA) [1,2,3]和电流控制第二代电流传输器 (CCCII±) [4,5,6]构成的电流模式滤波器的文献不断见诸报道。

跨导运算放大器是一种电压控制的电流源器件, 该器件电路结构简单, 高频性能好, 很适合实现全集成连续时间滤波器。另外, 第二代电流控制传输器CCCII除了具有上述各项优点外, 尤其适合在高频和高速信号领域中应用。此外, 电路中具有本质电阻 (Intrinsic Resistance) 的特点, 使得由它设计的电路更[1]具弹性。因而关于OTA与CCC相结合的电路设计也受到广大研究人员的高度重视[7]。

在此, 提出使用一个MO-CCC, 两个MO-OTAS和三个接地电容所组成的电流模式通用滤波器。该设计相对于以往的一些电路而言[8,9], 不仅所有电容全部接地利于集成, 而且中心频率和品质因数独立可调。针对所提电路进行仿真, 仿真结果表明所提出的二阶电流模式滤波器电路方案的正确性。

1MO-OTAS和CCCII±简介

跨导运算放大器CCCII±和电流传输器MO-OTAS电路符号及原理如图1, 图2所示。

由图3可知, 理想的OTA的传输特性是:

${\rm I}{}_{\text{o}}=\pm g{}_{\text{m}}(V{}_{\text{i}+}-V{}_{\text{i}-})=\pm g{}_{\text{m}}V{}_{\text{d}}(1)$

式中:Io是输出电流;Vd是差模输入电压;gm是开环增益, 称为跨导增益, 它是外部控制电流Ib的函数。

CCCII±的端口特性由下列混合矩阵方程给出:

$\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{Y}}\\ V{}_{\text{X}}\\ {\rm I}{}_{\text{Ζ}}\\ {\rm I}{}_{\text{Ζ}}\\ {\rm I}{}_{\overline{\text{Ζ}}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& 0\\ 1& R{}_{\text{X}}& 0& 0\\ 0& 0& 1& 1\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& -1& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{l}V{}_{\text{Y}}\\ {\rm I}{}_{\text{X}}\\ V{}_{\text{Ζ}}\\ V{}_{\text{Ζ}}\\ V{}_{\overline{\text{Ζ}}}\end{array}\right](2)$

式中:RX是X端的输入电阻, 由偏置电流Ib控制, 关系式为RX=VT/2Ib, 在T=300 K的常温下VT=26 mV。

2电路分析

一种将MO-OTAS和CCCII±相结合所得到的双二阶滤波器如图3所示。其中, Iin为输入电流;Ilp, Ihp, Ibp分别为低通、高通、带通输出函数。该电路的有源器件在输入端输入信号时, 在输出端通过电流镜技术可以获得多个输出, 而且由于输出端的高阻抗, 可以将各个输出端任意组合而得到二阶陷波和全通函数。

由MO-OTAS和CCCII±的端口特性, 经电路分析得到如下的电流传输函数:

$\begin{array}{l}\frac{{\rm I}{}_{\text{l}\text{p}}}{{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{g{}_{\text{m}1}/(C{}_{1}C{}_{2}R{}_{\text{X}})}{D({\rm K})}(3)\\ \frac{{\rm I}{}_{\text{h}\text{p}}}{{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{S{}^2}{D({\rm K})}(4)\\ \frac{{\rm I}{}_{\text{b}\text{p}}}{{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{S(g{}_{\text{m}1}/C{}_1)}{D({\rm K})}(5)\end{array}$

并且通过低通与高通的线性组合可得到带阻如下:

$\frac{{\rm I}{}_{\text{b}\text{r}}}{{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{g{}_{\text{m}2}/(C{}_{2}C{}_{3}R{}_{\text{X}})+S{}^2}{D({\rm K})}(6)$

式中:D (K) =S2+S (gm1/C1) +gm2/ (C1C2RX)

将上式通过变换可得如下函数:

$D({\rm K})=S{}^2+S(\omega {}_0/Q)+\omega {}_0^2(7)$

式中:参数ω0和Q由下式表达:

$\begin{array}{l}\omega {}_0=\sqrt{g{}_{\text{m}2}/(C{}_{2}C{}_{3}R{}_{\text{X}})}(8)\\ Q=\sqrt{g{}_{\text{m}2}/(C{}_{2}C{}_{3}R{}_{\text{X}})}(C{}_1/g{}_{\text{m}1})(9)\end{array}$

为了简化分析式 (8) , 式 (9) , 这里假设gm1=gm2=gm, 而且C2=C3=C, 当调节C1或gm1的数值时, 可以看见Q在随其变化, 而ω0仍然保持不变。可见, 滤波器的特征频率和品质因数可以独立进行调节。

3灵敏度分析

根据灵敏度计算公式SYX= (X/Y) (∂Y/∂X) 得到的中心频率ω0和品质因数Q相对于电路中的各元件 (RX, C1, C2, Gm) 的灵敏度如表1所示。

4实例设计与计算机仿真

为了验证上述所提出电路方案的正确性, 对图3电路方案进行了HSpice仿真, 并与理论值相比较。使电路元器件符合设计的电路要求, 在模型MO-OTAS和DO-CCII的基础上, 修改了其电路图, 如图4所示。

为了实现上述电路功能, 设置CCCII±中的偏置电流Ibi=6.0 μA, 偏置电压VDD=-VSS=1.85 V, PMOS的宽和长分别为W=3 μm, L=2 μm;NMOS的宽和长分别为W=3 μm, L=4 μm。

设置OTA中的偏置电流Ibp=5.5 μA, 偏置电压VDD=-VSS=1.85 V, PMOS与NMOS的宽长是W=4 μm, L=2 μm。

作为一个设计例子, 将低通、高通、带通、带阻和全通的中心频率设置为10 kHz, 设置电路电容为C1=C2=C3=10-9 F, 仿真结果如图5、图6所示。其中, 图5为低通、高通、带通、带阻波形。图6为调节CCCII中偏置电流Ibi, 使其分别为3 μA, 6 μA, 12 μA, 24 μA下所得到的低通波形图像。

由表1, 表2可以看出, 改变电路品质因数Q的值, 可以通过两种方法实现, 即调节电路和改变硬件。对于电路的调节, 可以给定C1=C2=C3=110-9 F, 只需调节OTA1的偏置电流, 进而改变跨导的大小, 以此表达改变品质因数的目的。另外一种是通过改变C1的大小来改变品质因数。图7, 图8分别以带通和带阻来实现上述功能。

5结语

这里提出一种新颖的MO-OTAS和CCCII相结合的二阶多功能电流模式滤波器, 所设计的滤波器频率可调, 只需适当调节CCCII的偏置电流, 即可达到调节CCCII内部电阻RX, 使得滤波器的调谐能力大大提高。 另外, 还提出了两种改变品质因数的方法, 通过实验证明了中心频率与品质因数之间的相互独立性, 而且由于没有使用浮地电容, 便于实现集成。且w0, Q对无源元件灵敏度低。仿真结果验证了它在较宽的频率范围内表现良好。

参考文献

[1]Chang C.New Multifunction OTA-C Biquads[J].IEEETrans.on Circuits and Syst., 1999 (46) :820-824.

[2]Chang C, Pai S.Universal Current-mode OTA-C Biquadwith the Minimum Components[J].IEEE Trans.on Circuitsand Syst., 2000 (47) :1 235-1 238.

[3]M.T Abuelma′atti, Bentrcia A.New Universal Current-Mode Multiple-input multiple-output OTA-C Filter[A].Proc.of APCCAS[C].2004:1 037-1 039.

[4]Abre A, Saaid O, Boucherron C.High Frequency Applica-tions Based on a Newcurrent Controlled Conveyor[J].IEEETrans.on Circuit and Systems-I:Fundamental Theory andApplications, 1996, 43 (2) :82-91.

[5]方维.基于CCCII的电流模式多功能双二次滤波器[J].电子与信息学报, 2001, 23 (10) :1 032-1 035.

[6]Tsukutani T, Sumi Y, Higashimura M, et al.Current-modeUniversal Biquad Circuit Using MO-OTAs and DO-CCII[A].IEEE International Symposium on Circuits and Sys-tems[C].2005 (2) :1 589-1 592.

[7]欧增强, 彭良玉, 韩英.基于电流传输器的三输入单输出滤波器设计[J].吉首大学学报:自然科学版, 2006, 27 (2) :67-69.

[8]Ramirez-Angulo J, Robinson M, Sanchez-Sinencio E.Cu-rrentmode Continuous-time Filters:Two Design Ap-proaches[A].IBID[C].1992, 39 (6) :337-341.

[9]Fabre A, Saaid O, Wiest F, et al.High Frequency Applica-tions Based on a New Current Controlled Conveyor[J].IEEE Trans.on Cir.&Syst., 1996, 43 (2) :82-91.

[10]何怡刚, 刘慧, 谢宏, 等.一种新的双二阶滤波器的OTA实现[J].湖南大学学报:自然科学版, 1998 (4) :14-16.